摘要：基于DSP的閉環(huán)控制逆變，采用TMS320F2812作為控制器。文章通過對(duì)DSP編程產(chǎn)生的PWM和SPWM，以光耦隔離分別來驅(qū)動(dòng)高頻逆變橋和工頻變換器，同時(shí)分析了逆變橋中開關(guān)損耗，通過改進(jìn)算法，提高了轉(zhuǎn)換效率。
關(guān)鍵詞：逆變器；脈寬調(diào)制；閉環(huán)控制；開關(guān)效率

0 引言
    隨著不可再生能源的過度開發(fā)，能源危機(jī)已迫在眉睫，太陽能發(fā)電將成為生產(chǎn)、生活等領(lǐng)域的主要能源之一。作為太陽能利用主要方式之一的光伏發(fā)電已開始受到人們的廣泛關(guān)注。一些發(fā)達(dá)國家在光伏發(fā)電方面已經(jīng)走在前列，其裝機(jī)容量已達(dá)百萬兆瓦級(jí)。我國作為一個(gè)人口和能源需求大國，在太陽能利用方面，與發(fā)達(dá)國家相比還存有相當(dāng)大的差距?；诖?，本文研究了作為光伏發(fā)電核心器件的逆變器的基本結(jié)構(gòu)和控制原理。

1 閉環(huán)逆變器的總體設(shè)計(jì)
1．1 技術(shù)指標(biāo)
    輸出功率為500W，輸出波形為交流正弦波，輸出電壓為220V，正負(fù)偏差≤5％；頻率為50Hz，正負(fù)偏差不得>0．2Hz。
1．2 系統(tǒng)原理圖

    本逆變器的特點(diǎn)：1)輸入級(jí)沒有DC／DC升壓結(jié)構(gòu)，從而提高轉(zhuǎn)換效率和安全性。2)控制方式高度數(shù)字化，從而最大限度地利用DSP的高速處理能力和它的集成外設(shè)，縮小逆變器的物理尺寸，降低了成本。3)控制驅(qū)動(dòng)電路都通過二極管續(xù)流。采用零電壓導(dǎo)通和零電流截止的移相控制方式。4)二次側(cè)采用中心抽頭的輸出方式，極大提高了高頻變壓器的利用效率。

2 逆變器的主電路設(shè)計(jì)與分析
    逆變器的主電路中，由高頻驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)高頻逆變橋，工頻驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)工頻變換器，其間通過高頻變壓器直接升壓，然后通過LC交流濾波器得到標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。
    為了保證輸出電壓的穩(wěn)定以及防止過載，本系統(tǒng)設(shè)計(jì)了過壓、過流等電路，通過上述保護(hù)模塊實(shí)現(xiàn)對(duì)主電路的保護(hù)，同時(shí)為防止磁飽和發(fā)生，在脈沖變壓器一次繞組中串入了電容器C0。
    (1)t=t0時(shí)，K1、K4導(dǎo)通，直流電壓Ui加在高頻變壓器T一次繞組N1上，二次繞組N21產(chǎn)生感應(yīng)電壓，帶同名端標(biāo)志“．”為正，其電壓幅值為，設(shè)輸入電流為ii，在一次繞組N1電流線性增加時(shí)，二次繞組N21和濾波電感L1中電流i2也線性增長(zhǎng)，其電感L1電流的增長(zhǎng)量為：
   
    (2)t=TON時(shí)，K1、K2、K3、K4均截止，此時(shí)電感L1電流i2最大，在TON～Ts／2時(shí)間內(nèi)，此為對(duì)DSP編程所設(shè)置的死區(qū)時(shí)間。高頻脈沖變壓器一次繞組電流ii不能突變，則通過D2、D3續(xù)流，存儲(chǔ)在一次繞組中的能量回饋到電源。同時(shí)，二次繞組N21和濾波電感L1電流i2也不能突變，根據(jù)欏次定理，二次繞組N21的感應(yīng)電壓維持原極性不變，濾波電感L1電壓極性反向，工頻變換器的Tg=0．02s，K1、K2為超前臂，K3、K4為滯后臂。通過控制超前臂K1、K2和滯后臂的K3、K4導(dǎo)通次序，滯后臂滯后一個(gè)θ導(dǎo)通，也就是移相角，感性負(fù)載RL電流通過D9續(xù)流。負(fù)半周類似。
    (3)根據(jù)(1)、(2)，逆變橋和工頻變換器的開關(guān)頻率fb和fg分別等于fb=1／Tb，fg=1／Tg=50Hz。由于逆變橋和工頻變換器的開關(guān)頻率的不同，比例系數(shù)為K=fb／fg，其主要的損耗發(fā)生在換流過程中，根據(jù)式(2)：
   
    式中：VDS為漏源端電壓，ic為電流，τ(t)為占空比，λ為開通時(shí)間，損耗與開關(guān)管兩端電壓及關(guān)斷時(shí)的電流以及占空比(也即開關(guān)頻率)有關(guān)，則逆變橋的開通損耗為：
   
    通過DSP編程實(shí)測(cè)K1、K2互補(bǔ)移相控制的波型如下：
    圖2為K1、K2的驅(qū)動(dòng)波形在某兩個(gè)瞬時(shí)的相位差，從而可以看出移相控制就是二個(gè)橋臂相差的一個(gè)相位差，每個(gè)橋臂上、下管互補(bǔ)導(dǎo)通，同時(shí)通過改變占空比起到控制輸出電壓的結(jié)果。為了確保零電壓導(dǎo)通，必須確保VDS=0，通過實(shí)測(cè)波型如下：

    圖3示出了K1在零電壓導(dǎo)通的過程，通道1為GS間驅(qū)動(dòng)電壓，通道2為DS間電壓，從圖中可以看出，當(dāng)K1開通時(shí)，DS間電壓的電壓為零。即達(dá)到對(duì)K1實(shí)施軟開關(guān)特性，所以此時(shí)VDS=0，即有Pon=0。此時(shí)開通損耗為零。其它幾個(gè)開關(guān)管的情況類似。

3 逆變器閉環(huán)控制回路設(shè)計(jì)與分析
    通過對(duì)DSP二個(gè)全比較單元編程所產(chǎn)生的4路移相SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，分別驅(qū)動(dòng)每個(gè)橋臂的下下二個(gè)互補(bǔ)IGBT開關(guān)管，其具體方法如圖4所示。

    具體編程方法是：把定時(shí)器控制TxCON的11～12位設(shè)為01，即選擇連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式，開關(guān)頻率為20kHz。則有當(dāng)GP1由0增至A點(diǎn)時(shí)，計(jì)數(shù)值與FCMP1的比較值發(fā)生匹配，于是FCMP1輸出電平發(fā)生跳變(K4的驅(qū)動(dòng)由0變1，K3由1變0)。當(dāng)GP1由A點(diǎn)增至B點(diǎn)時(shí)，計(jì)數(shù)值與FCMP2的比較值發(fā)生匹配，則FCMP2輸出電平發(fā)生跳變(K2的驅(qū)動(dòng)由0變1，K1由1變0)。當(dāng)GP1計(jì)數(shù)值遞增至其設(shè)定值后，開始減計(jì)數(shù)，遞減至C、D點(diǎn)時(shí)，過程類似，F(xiàn)CMP1和FCMP2輸出電平分別發(fā)生跳變。同時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制的目的，在GP1的下溢中斷和匹配中斷程序中，通過掃描預(yù)先存入RAM的SPWM數(shù)據(jù)表得到。全比較單元的比較值在半個(gè)開周期期內(nèi)更新一個(gè)新的SPWM數(shù)據(jù)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間由專用寄存器設(shè)定。某時(shí)刻的死區(qū)控制波犁如圖6所示。

    SPWM邏輯驅(qū)動(dòng)信號(hào)采用查表法產(chǎn)生。SPWM數(shù)據(jù)表采用直接法計(jì)算，預(yù)先存放于DSP的FLASH，初始化程序時(shí)將SPWM數(shù)據(jù)表調(diào)入高速RAM。S-PWM的調(diào)制比M取0．5～0．98，根據(jù)開關(guān)頻率20kHz，制成32個(gè)SPWM數(shù)據(jù)表，每個(gè)表存放200個(gè)數(shù)據(jù)，采用對(duì)稱規(guī)則等面積法，所以只計(jì)算1／4周期即200個(gè)小區(qū)間的等效脈沖寬度即可。通過雙向掃描數(shù)據(jù)表可獲得完整的正弦波。
    數(shù)據(jù)表計(jì)算公式如下：
   
    其中tk為第k個(gè)方波脈沖的寬度，M2為調(diào)制比，ω為工頻角頻率，Tk為第K時(shí)刻的時(shí)間值(K=0～199)。
    根據(jù)DSP的工作時(shí)鐘20MHz，則算得定時(shí)器的周期寄存器的值為500。根據(jù)以下定標(biāo)公式計(jì)算數(shù)據(jù)表的值直接存入FLASH：
   
    Datak就是在[Tk，Tk+1]區(qū)間驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相對(duì)觸發(fā)時(shí)刻值。
    高頻逆變驅(qū)動(dòng)電路采取移相控制方式。K1、K2組成超前臂，K3、K4組成滯后臂，分別超前Tm。開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間分別為TK1、TK2、TK3、TK4。
    工頻變換器電路也采取移相控制方式。Q5、Q6組成超前臂，Q7、Q8組成滯后臂，分別超前Tn。開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間分別為TK5、TK6、TK7、TK8。
    由于tk經(jīng)PID調(diào)節(jié)器反饋控制的參數(shù)，所以引起TK(K=1，2，3，4，5，5，6，7，8)也隨之變化，實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)閉環(huán)控制。
    采樣電壓和電流通過接口電路，經(jīng)轉(zhuǎn)換，輸入DSP的A／D，并用DSP實(shí)現(xiàn)數(shù)字PID調(diào)節(jié)器，使逆變器根據(jù)負(fù)載的變化，實(shí)時(shí)根據(jù)誤差信號(hào)計(jì)算出相應(yīng)的控制量△k，經(jīng)對(duì)DSP編程，根據(jù)△k的大小，查找對(duì)應(yīng)不同的調(diào)制比的SPWM數(shù)據(jù)表，從而達(dá)到閉環(huán)控制的目的。把給定的電壓與，電流大小與反饋的電壓和電流大小比較，調(diào)節(jié)輸出SPWM脈沖寬度從而控制驅(qū)動(dòng)電路，注意：一定要使能DSP內(nèi)EV擴(kuò)展控制寄存器中的REVSOCE位，采用周期中斷啟動(dòng)ADC，系統(tǒng)進(jìn)入閉環(huán)控制。
    數(shù)字PID調(diào)節(jié)器算法如下：
    ek為第K步誤差值，uk為第K步控制量，u0為初始控制量，Ik為積分項(xiàng)，三個(gè)系數(shù)kp、kl、kD由參數(shù)整定得到。
   
    同時(shí)通過傳感器檢測(cè)過熱、過流等信號(hào)，經(jīng)信號(hào)調(diào)理電路變成相應(yīng)的方波信號(hào)，被DSP的事件管理器捕獲單元捕獲，檢測(cè)到的PDPINTx電平的變化產(chǎn)生INT1中斷，在200ns內(nèi)終止所有的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。其具體控制過程如圖7所示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    通過不斷的實(shí)驗(yàn)，最終得到了滿意的結(jié)果，圖8示出了實(shí)驗(yàn)輸出波形的結(jié)果，通過周波變換反相和濾波電路后得到相應(yīng)的正弦波形。輸出電223V與標(biāo)準(zhǔn)電壓220V相比，其偏差為+1．3％<5％；1輸出波形頻率為50．08Hz，其偏差為<0．2Hz，達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)頻率要求。經(jīng)濾波后THD為1．8％。

5 總結(jié)
    通過利用TMS320F2812的事件管理器來實(shí)施單相逆變器的閉環(huán)控制，動(dòng)態(tài)性能極大提高，同時(shí)DSP算法參數(shù)的整定關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)的正常工作，是有效實(shí)現(xiàn)過壓、過流等保護(hù)的前提條件。還有，選擇好傳感器是實(shí)現(xiàn)過壓、過流保護(hù)的關(guān)健。