摘要：通過分析SKJ-II型數字隨動系統中PWM裝置的工作原理，建立了模型公式并推算出理論傳遞函數關系。根據模型公式得到了PWM裝置系統化的理論傳遞函數，并通過實驗驗證了理論傳遞函數的正確性，并指出模型中電源電壓需要考慮開關的管壓降問題。對于應用PWM技術進行功率變換的控制系統的建模有理論指導意義。

關鍵詞：數字隨動系統；控制器；數學模型

1 引言

目前，直流PWM調速系統憑借開關頻率高，低速運行穩(wěn)定，動態(tài)性能優(yōu)良等優(yōu)點，應用日益廣泛，特別是在中、小容量的高動態(tài)性能系統中。

PWM控制與變換器(簡稱PWM裝置)是直流脈寬調速系統中的重要組成環(huán)節(jié)，而對于PWM裝置的數學模型，文獻中僅給出最后近似的傳遞函數，并未解釋其中框圖變換的過程和參數分析。SKJ-II型數字隨動系統內部含有調速環(huán)，其中就包含PWM裝置，這里基于該系統中使用的PWM裝置模型進行拓展分析，以便獲得其模型的推導及變換過程，為PWM裝置模型提供必要的理論依據。

2 模型建立與框圖分析

SKJ-II型數字隨動系統的結構如圖1所示。功率放大器環(huán)節(jié)起到PWM控制器和PWM變換器的作用。

為了方便研究，將功率放大器環(huán)節(jié)內容分為兩步，分別簡稱為PWM控制器和H橋，UX11(s)信號作為PWM裝置的輸入，Ud(s)為PWM裝置的輸出，ρ(s)為中間量。

2．1 靜態(tài)分析

實現PWM控制器的電路如圖2所示。預建立PWM裝置的模型，先確定其輸入信號，輸入信號為UX11(X11端輸入信號)，該信號由系統前端的電流調節(jié)器的輸出決定。圖中，XJ7端為三角波發(fā)生電路的輸出端，三角波發(fā)生電路中運算放大器A1：A構成加法器，運算放大器A1：B構成反向積分器，電位器P2主要用來控制產生的三角波的頻率，2DW232是雙向穩(wěn)壓二極管，起了限幅的作用。運算放大器A3：A以及外圍電阻構成了一個反相加法放大電路，由于放大倍數較大，故小信號時才線性放大，大信號時會工作在非線性飽和狀態(tài)。

當X11端輸入信號接地，即UX11=0 V時，利用GDS1102A數字示波器測量XJ7端和X12端的波形，分別記為uXJ7和uX12，兩者波形如圖3所示。

當uXJ7較小時，反相放大倍數為50；當uXJ7較大時，運算放大器A3：A會飽和，輸出波形是正負對稱的梯形波，但圖中輸出波形很接近矩形波，稱該梯形波為近似矩形波，其占空比是50．81％。

PWM控制是對脈沖的寬度進行調制的技術，在此通過調制近似矩形波的占空比來實現PWM控制。當X11端輸入電壓信號，則近似矩形波占空比會產生相應改變。當運算放大器A3：A工作在線性狀態(tài)，忽略調零通路作用，則流過R18電流為零，規(guī)定電流經R21，R20，R17一端流向R21，R20，R17的公共端為電流的正方向，并假設運放為理想運算放大器，根據KCL定理可得：

iR21+IR17+iR20=0 (1)

根據理想運算放大器的性質可知UA3_2=0 V，由歐姆定律可得：

分析X11端輸入UX11為零時情況，記X12端飽和輸出電壓為+U0。當uX12=-U0(即負飽和)時，代入式(3)可得：uXJ7=U0R21／R20；當uX12= U0(即正飽和)時，代入式(3)可得：uXJ7=-U0R21／R20。記XJ7端輸出三角波的幅值范圍為[-U1，U1]，周期為T，則有X12端輸出梯形波單個周期的線性放大時間t1、輸出正飽和時間t2、輸出負飽和時間t3為：

t1=(R21U0)T／(R20U1)，t2=t3=0．5(T-t1) (4)

按照矩形波占空比的定義，則有PWM控制器輸出矩形波的占空比為：

當然，實際輸出波形并非理想的矩形波，而是梯形波，具體梯形波如何描述占空比暫且不討論，假設各周期內線性區(qū)工作時間t1相對于這個周期的總時間T非常小，則可忽略其線性區(qū)時間t1，則X12端輸出矩形波的占空比ρ=t2／(t2+t3)=0．5。

由上述推算可以得到結論：當輸入UX11=0 V時，若uXJ7為正負對稱的理想三角波，則運放器A3：A的反相端輸入信號(R20／R21)uXJ7依然為正負對稱的三角波。X12端占空比為50％，即輸出負飽和時間與輸出正飽和時間相等，實驗測試結果如圖3所示，示波器中顯示占空比為50．81％，有1．62％的誤差，除了示波器的測量誤差還應注意此處計算占空比忽略了線性區(qū)時間t1。

2．2 動態(tài)分析

實際PWM控制器輸入端是uX11，即電流控制器的輸出，PWM控制器輸出端是ρ，靜態(tài)分析時uX11=0 V，輸出ρ=0．5，動態(tài)工作時，ρ會隨uX11變化而變化，取拉普拉斯變換，則輸入記為UX11(s)，輸出記為ρ(s)，中間信號記為UX12(s)和UXJ7(s)，則式(3)可以改寫為：

動態(tài)分析時，UXJ7仍然輸入正負對稱的三角波，但X11端輸入UX11(s)不為零。

當UX11(s)>0時，由線性疊加定理可知，式(6)中R20UXJ7(s)／R21+R20UX11(s)／R17波形會上抬，成為正三角時間長而負三角時間短的正負不對稱三角波，反相限幅后輸出負飽和的時間比輸出正飽和的時間長，即PWM控制器輸出負飽和的時間比輸出正飽和的時間長。當UX11(s)增大到正臨界值UX11max時，剛好不出現線性區(qū)，更無正飽和，僅有負飽和，則滿足：

綜合式(9)和式(12)可得：若滿足輸入UX11(s)在[UX11max，UX11max范圍內，則運放器A3：A以及外圍電路構成的PWM控制器輸出的占空比ρ(s)隨著UX11(s)變化，超出該范圍則ρ(s)飽和(即ρ要么為0，要么為1)。當UX12(s)=-U0(即負飽和)時，代入式(6)可推算此時XJ7端三角波信號滿足：

若XJ7端三角波為理想的三角波，當UX11(s)>UX11max或UX11(s)<UX11min時，運放器A3：A完全工作在飽和區(qū)，此時XJ7端三角波信號UXJ7(s)在[-U1，U1]全范圍內，X12端輸出矩形波占空比ρ(s)要么為0，要么為1；當UX11min<UX11(s)<UX11max時，X12端輸出UX12(s)的占空比ρ(s)與X11端輸入信號UX11(s)之間為線性關系，即為式(17)。

SKJ-II型數字隨動系統中使用了橋式可逆PWM變換器，其供電電源為Us，則輸出電壓Ud(s)與ρ(s)之間的關系為：

Ud(s)=Us[2ρ(s)-1]             (18)

SKJ-II型數字隨動系統元件參數：R17=22 kΩ，R20=20 kΩ，R21=1 MΩ，經示波器測量圖4所示X12端飽和輸出電壓±11．6 V，三角波幅值范圍為[-5．15 V，5．15 V]，代入式(17)可得：

ρ(s)=0．5-0．092 4UX11(s)     (19)

通過等效變換，PWM裝置的傳遞函數Ud(s)=-0．184 8UX11(s)，相當于一個反向比例放大環(huán)節(jié)。

3 實驗驗證及公式修正

基于SKJ-II型數字隨動系統，就PWM控制器電路和H橋電路的模型分別進行實驗驗證。實驗中為降低難度不直接用力矩電機做實驗，采用100 Ω滑線變阻器作為負載。輸入信號UX11(s)由系統前端電流調節(jié)器的輸出決定，H橋電路的輸出Ud(s)為X16端與X17端之差，輸出Ud(s)的占空比記為ρ(s)。測量X11端輸入信號UX11(s)分別為1 V，2 V，3 V，-1 V，-2 V，-3 V時，輸出X16端與X17端的波形數據，如表1所示。

ρ(s)修正參數定義為：△ρ=[1-ρ(s)測1-ρ(s)測2]／2，則修正后的占空比ρ(s)=ρ(s)測1+△ρ。一方面，假設GPWM(s)是PWM控制器傳遞函數，則：

ρ(s)=0．5+GPWM(s)UX11(s)       (20)

將上式變換可得：GPWM(s)=[ρ(s)-0．5]／UX11(s)。根據表1可得：當UX11(s)=1 V時，GPWM=-0．091 2；當UX11(s)=2 V時，GPWM=-0．092 5；當UX11(s)=3 V時，GPWM=-0．091 8；當UX11(s)=-1 V時，GPWM=-0．095 1；當UX11(s)=-2 V時，GPWM=-0．093 3；當UX11(s)=

-3 V時，GPWM=-0．092 2。

另一方面，電源電壓為Us時，Ud(s)=2Usρ(s)-Us。但實際上H橋還要考慮開關管的管壓降，記△U為管壓降。當電源電壓為Us’時，則：Us=Us’-△U。那么，Ud(s)=2Usρ(s)-Us可以表示為：

Ud(s)=[2ρ(s)-1](Us’-△U)      (21)

由上式可得：

△U=Us’-Ud(s)／[2ρ(s)-1]      (22)

萬用表測得Us’=22．9 V，根據表1的數據和式(22)可得：當Ux11(s)=1 V時，△U=0．147 8 V；當UX11(s)=2 V時，△U=0．419 6 V；當UX11(s)=3 V時，△U=0．312 3 V；當UX11(s)=-1 V時，△U=0．348 1 V；當UX11(s)=-2 V時，△U=0．451 7V；當UX11(s)=-3V時，△U=0．4 226V。

根據GPWM平均值得ρ(s)實驗式為：

ρ(s)測=0．5-0．092 7UX11(s)    (23)

式(23)與式(19)比較，誤差為0．325％。

根據△U的平均值可得Ud(s)實驗公式為：

Ud(s)測=[2ρ(s)-1](Us’-0．365 35)     (24)

將式(24)與式(18)比較可得，實際的電源電壓Us是考慮了開關管的管壓降后的電源電壓。將式(23)代入式(24)，可得：

Ud(s)測=-0．185 4UsUX11(s)            (25)

其中，Us=Us’-0．365 35=22．534 6，將式(25)與Ud(s)=-0．184 8UX11(s)比較，誤差為0．325％，與ρ(s)的誤差一致。但是PWM裝置的響應會有延遲，假設延遲時間為ts(t<T)，則PWM裝置的傳遞函數式為：。

4 結論

首先基于SKJ-II型數字隨動系統，針對系統中的功率放大器環(huán)節(jié)，建立其數學模型，根據具體電路中的器件參數定量計算模型參數，確定具體的理論公式，并最終得到輸入輸出之間的傳遞函數關系式。清晰地分析證明了在一般的電力拖動自動控制系統中PWM裝置可近似看成是一個帶有純滯后的比例環(huán)節(jié)。最后通過實驗，進一步驗證了理論推導的準確性。