摘要：三電平整流器由于其獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)，受到了越來(lái)越多的重視。介紹了三電平橋式整流器的工作原理，并用數(shù)字信號(hào)處理器對(duì)其控制系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，說(shuō)明了全數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)和軟件設(shè)計(jì)的方法。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論研究的結(jié)果。

關(guān)鍵詞：數(shù)字信號(hào)處理器;三電平;PWM整流器;功率因數(shù)校正

0 引言

三電平(ThreeLevel，TL)整流器是一種可用于高壓大功率的PWM整流器，具有功率因數(shù)接近1，且開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力比兩電平減小一半的優(yōu)點(diǎn)。文獻(xiàn)[1]及[2]提到一種三電平Boost電路，用于對(duì)整流橋進(jìn)行功率因數(shù)校正，但由于二極管整流電路的不可逆性，無(wú)法實(shí)現(xiàn)功率流的雙向流動(dòng)。文獻(xiàn)[3]，[4]及[5]提到了幾種三電平PWM整流器，盡管實(shí)現(xiàn)了三電平，但開(kāi)關(guān)管上電壓應(yīng)力減少一半的優(yōu)點(diǎn)沒(méi)有實(shí)現(xiàn)。三電平整流器盡管比兩電平整流器開(kāi)關(guān)數(shù)量多，控制復(fù)雜，但其具有兩電平整流器所不具備的特點(diǎn)：

1)電平數(shù)的增加使之具有更小的直流側(cè)電壓脈動(dòng)和更佳的動(dòng)態(tài)性能，在開(kāi)關(guān)頻率很低時(shí)，如300～500Hz就能滿足對(duì)電流諧波的要求;

2)電平數(shù)的增加也使電源側(cè)電流比兩電平中的電流更接近正弦，且隨著電平數(shù)的增加，正弦性越好，功率因數(shù)更高;

3)開(kāi)關(guān)的增加也有利于降低開(kāi)關(guān)管上的電壓壓應(yīng)力，提高裝置工作的穩(wěn)定性，適用于對(duì)電壓要求較高的場(chǎng)合。

1 TL整流器工作原理

TL整流器主電路如圖1所示，由8個(gè)開(kāi)關(guān)管V11～V42組成三電平橋式電路。假定u1=u2=ud/2，則每只開(kāi)關(guān)管將承擔(dān)直流側(cè)電壓的一半。

圖1 TL整流器主電路

以左半橋臂為例，1態(tài)時(shí)，當(dāng)電流is為正值時(shí)，電流從A點(diǎn)流經(jīng)VD11及VD12到輸出端;當(dāng)is為負(fù)值時(shí)，電流從A點(diǎn)流經(jīng)V11及V12到輸出端，因此，無(wú)論is為何值，均有uAG=uCG=+ud/2，D1防止了電容C1被V11(VD11)短接。同理，在0態(tài)時(shí)，有uAG=0;在-1態(tài)時(shí)，有uAG=uDG=-ud/2，D2防止了電容C2被V22(VD22)短接。

右半橋臂原理類似，因此A及B端電壓波形如圖2所示，從而在交流側(cè)電壓uAB上產(chǎn)生五個(gè)電平：+ud，+ud/2，0，-ud/2，-ud。

圖2 TL整流器波形

每個(gè)半橋均有三種工作狀態(tài)，整個(gè)TL橋共有32=9個(gè)狀態(tài)。分別如下：

狀態(tài)0(1,1) 開(kāi)關(guān)管V11，V12，V31，V32開(kāi)通，變換器交流側(cè)電壓uAB等于0，電容通過(guò)直流側(cè)負(fù)載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。

狀態(tài)1(1,0) 開(kāi)關(guān)管V11，V12，V32，V41開(kāi)通，交流側(cè)輸入電壓uAB等于ud/2，輸入端電感電壓等于us-u1。電容C1電壓被正向(或反向)電流充電(u1

狀態(tài)2(1,-1) 開(kāi)關(guān)管V11，V12，V41，V42開(kāi)通，輸入電壓uAB=ud，正向(或反向)電流對(duì)電容C1及C2充電(或放電)，由于輸入電感電壓反向，電流is逐漸減小。

狀態(tài)3(0,1) 開(kāi)關(guān)管V12，V21，V31，V32開(kāi)通，交流側(cè)輸入電壓uAB等于-ud/2，輸入電感上電壓等于us+u1。電容電壓被正向(或反向)電流充電(或放電)。

狀態(tài)4(0,0) 開(kāi)關(guān)管V12，V21，V32，V41開(kāi)通，輸入端電壓為0，電容通過(guò)直流側(cè)負(fù)載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。

狀態(tài)5(0,-1) 開(kāi)關(guān)管V12，V21，V41，V42開(kāi)通，交流側(cè)電壓為ud/2，正向(或反向)電流對(duì)電容C2充電(或放電)，電容C1通過(guò)負(fù)載電流放電。

狀態(tài)6(-1,1) 開(kāi)關(guān)管V21，V22，V31，V32開(kāi)通，uAB=-ud，正向(或反向)線電流對(duì)兩個(gè)電容C1及C2充電(或放電)，由于升壓電感電壓正向，線電流將逐漸增加。

狀態(tài)7(-1,0) 開(kāi)關(guān)管V21，V22，V32，V41開(kāi)通，交流側(cè)電壓電平為-ud/2，正向(或反向)電流對(duì)電容C2充電(或放電)，電容C1通過(guò)負(fù)載電流放電。

狀態(tài)8(-1,-1) 開(kāi)關(guān)管V21，V22，V41，V42開(kāi)通，輸入端電壓為0，升壓電感電壓等于us，兩個(gè)電容C1及C2均通過(guò)負(fù)載電流放電。電流is根據(jù)電壓us的變化而增加(或減小)。

2 硬件電路設(shè)計(jì)

從圖2可以看出，在輸入電壓頻率恒定的情況下，要在變換器交流側(cè)產(chǎn)生一個(gè)三電平電壓波形，輸入電壓一個(gè)周期內(nèi)應(yīng)定義兩個(gè)操作范圍：區(qū)域1和區(qū)域2，如圖3所示。

圖3 工作區(qū)域
 

在區(qū)域1，電壓大于-ud/2，并且小于ud/2，在電壓uAB上產(chǎn)生三個(gè)電平：-ud/2，0，ud/2。同理，在區(qū)域2，電壓絕對(duì)值大于ud/2，并小于直流側(cè)電壓ud，在電壓正半周期(或負(fù)半周期)上產(chǎn)生兩個(gè)電平：ud/2和ud(或-ud/2和-ud)。相應(yīng)電平的工作區(qū)域如表1所列。

表1 相應(yīng)電平的工作區(qū)域 工作區(qū)域 1 2 1 2

us>0 us<0 us>0 us<0

高電平 ud/2 0 ud -ud/2

低電平 0 -ud/2 ud/2 -ud

為方便控制，這里定義兩個(gè)控制變量SA及SB，其中

SA=

(1)

SB=

(2)

根據(jù)表1可以設(shè)計(jì)一個(gè)開(kāi)關(guān)查詢表，如表2所列，將其存儲(chǔ)在DSP中，當(dāng)進(jìn)行實(shí)時(shí)控制時(shí)，便可根據(jù)輸入電壓、電流信號(hào)，從表中查詢所需采取的開(kāi)關(guān)策略。

表2 查詢表 SA SB V11 V12 V21 V22 V31 V32 V41 V42 uAB

1 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0

1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 ud/2

1 -1 1 1 0 0 0 0 1 1 ud

0 1 0 1 1 0 1 1 0 0 -ud/2

0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0

0 -1 0 1 1 0 0 0 1 1 ud/2

-1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 -ud

-1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 -ud/2

-1 -1 0 0 1 1 0 0 1 1 0

整個(gè)控制系統(tǒng)以一片DSP為核心，控制框圖如圖4所示。

圖4 控制框圖

鎖相環(huán)電路產(chǎn)生一個(gè)與電源電壓同相位的單位正弦波形，ud的采樣信號(hào)通過(guò)低速電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器進(jìn)行調(diào)節(jié)，電流is的采樣信號(hào)通過(guò)高速電流內(nèi)環(huán)G1進(jìn)行調(diào)節(jié)，電容C1端直流電壓u1與電容C2端直流電壓u2分別通過(guò)兩個(gè)PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行調(diào)節(jié)，補(bǔ)償環(huán)G2用于補(bǔ)償兩只電容電壓的不平衡。

檢測(cè)的線電流命令is與參考電流is*比較，產(chǎn)生的電流誤差信號(hào)送至電流內(nèi)環(huán)G1，以跟蹤電源電流變化，產(chǎn)生的線電流波形將與主電壓同相位。

3 軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用兩個(gè)通用定時(shí)器GPT1及GPT2來(lái)產(chǎn)生周期性的CPU中斷，其中GPT1用于PWM信號(hào)產(chǎn)生、ADC采樣和高頻電流環(huán)控制(20kHz)，GPT2用于低頻電壓環(huán)的控制(10kHz)，兩者均采用連續(xù)升/降計(jì)數(shù)模式。低速電壓環(huán)的采樣時(shí)間為100μs，高速電流環(huán)采樣時(shí)間為50μs。中斷屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT1在下降沿和特定周期產(chǎn)生中斷，GPT2則僅在下降沿產(chǎn)生中斷。

整個(gè)程序分為主程序模塊、初始化模塊、電流控制環(huán)計(jì)算模塊、電壓控制環(huán)計(jì)算模塊、PWM信號(hào)產(chǎn)生模塊等五大部份。程序流程如圖5所示。

圖5 主程序流程
 

4 仿真結(jié)果及實(shí)驗(yàn)

仿真參數(shù)如下：輸入電壓us交流220V，50Hz，

輸出功率1kW，開(kāi)關(guān)管GTO，開(kāi)關(guān)頻率500Hz。整流狀態(tài)和逆變狀態(tài)下電源電壓us、電源電流is、交流側(cè)電壓uAB波形分別如圖6及圖7所示。

圖6 整流狀態(tài)波形

圖7 逆變狀態(tài)波形

實(shí)驗(yàn)結(jié)果也證實(shí)了設(shè)計(jì)的正確性，在采用GTO管、開(kāi)關(guān)頻率較低(500Hz)時(shí)，輸入側(cè)電流波形仍然非常接近正弦，裝置得到了接近1的功率因數(shù)，同時(shí)開(kāi)關(guān)上的電壓應(yīng)力減少了一半。

5 結(jié)語(yǔ)

采用全數(shù)字控制的三電平PWM整流器將控制系統(tǒng)外圍電路減至最少，在較低成本下可以獲得很高的性能?；贒SP的三電平整流器比傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路動(dòng)態(tài)性能更好，在較低的開(kāi)關(guān)頻率下就可以獲得比較好的正弦化電流波形，并可用于GTO等開(kāi)關(guān)器件。如用于高壓、大功率三相電路、VVVF電源、電機(jī)控制等領(lǐng)域，該方案優(yōu)越性更明顯。