隨著電力電子技術和微電子技術的飛速發(fā)展，變頻調速技術也在日新月異地進步。智能微控制器的不斷完善和智能功率模塊(IPM)的更新換代更加促進了變頻調速技術的進步。近十多年來，以半導體功率器件為基礎的PWM變頻及脈寬調速技術在各個領域得到了廣泛的應用。如何在普通環(huán)境中應用最新的電子技術成果，通過優(yōu)化PWM算法提高控制性能，一直是技術人員的不懈追求。

本文介紹三菱公司最近推出的一種16位專用變頻調速微處理器M37906及三菱公司第四代智能功率模塊DIP-IPM的性能特點，并結合不對稱規(guī)則采樣PWM算法，對微處理器M37906和智能功率模塊PS21245組成的變頻器的軟硬件進行說明。

1 M37906微處理器

1.1 M37906微處理器的功能和特點

M37906微處理器采用高性能硅柵CMOS工藝，具有42腳塑料表面粘貼(SSOP)和42腳塑窄腳雙列直插(SDIP)兩種封裝形式，提供FLASH芯片和掩膜ROM芯片兩種供貨方式，其基本特點如下：

基于指令 203條

指令執(zhí)行時間 50ns(系統時鐘20MHz)

存儲器容量

片內ROM 32K byte

片內RAM 1024 byte

可編程輸入/輸出口 30 (P1，P2，P5，P6，P7)

串行通行口 2路

多功能定時器

AT0～TA9 10路16位

TB0～TB2 3路16位

看門狗定時器 1路12位

中斷源 23

外部中斷(INT3、INT4、INT5、INT6、INT7)

內部中斷(TA0～TA9)(TB0～TB2)

(UART0、UART1、A/D)

中斷優(yōu)先級 7

A/D轉換 5路10位

D/A轉換 2路8位

供電電源 5V±0.5V

工作環(huán)境 -20℃±85℃

功耗 255mW(20MHz)

1.2 M37906單片微處理器[2]

M37906 單片微處理器是M7900系列16位單片機中專為三相電機驅動而設計的微處理芯片，特別適合于三相直流無刷電機的控制，結構封裝如圖1所示。其所有的 I/O口除了具有雙向輸入/輸出功能外還具有其它復合功能。其中DA0和DA1為D/A轉換口，可用于系統模擬量的輸出;AN0～AN4是A/D轉換接口，可用于模擬量的采集;WN、VN、UN和W、V、U是產生三相PWM控制信號的接口，可用于對三相電機的驅動;IDU、IDV、IDW為三相位置檢測口，用于三相無刷電機控制中對轉子位置的實時檢測;其余的定時器輸入、定時器輸出、串行通信接口等與普通單片機基本相同。下面著重介紹M37906處理器中三相PWM波形的生成和與此相關的定時器的工作方式。

M37906處理器內部具有TA0～TA9和TB0～TB2共十三個16位的多功能定時器。定時器之間相互獨立，每個定時器都可以選擇其獨立的工作方式。定時器TA0～TA9有四種工作方式：

定時工作方式：定時器對內部計數源計數。有普通、帶門控功能、帶脈沖輸出三種方式。

事件計數方式：定時器對一個外部脈沖計數，可對單相或兩相外部信號計數。

單次脈沖方式：定時器輸出一個給定寬度的脈沖信號，該方式只觸發(fā)一個，解發(fā)后停止記數。

脈沖寬度調制(PWM)方式：定時器輸出給定寬度的連續(xù)脈沖。

定時器TB0～TB2有三種工作方式：

定時工作方式：定時器對內部計數源計數。工作情況與定時器TA相同。

事件計數方式：定時器對一個外部脈沖計數，只能對單相外部脈沖信號計數。

脈沖周期/脈沖寬度測量方式：定時器測量外部脈沖的周期或寬度。

聯合使用定時器TA0～TA3和定時器TB0可以產生驅動三相馬達的電壓波形。M37906內部集成的三相馬達驅動的工作方式答為三相波模式，用于實現三相波形的輸出。三相正相波形(U相、V相、W相)和三相負相波形(UN相、VN相、WN相)，分別從P65、P65、P64、P63、P62、P61和 P60輸出，P6OUTcut/INT4作為智能模塊的故障檢測口。定時器TA3按定時方式工作，用于控制載波周期;定時器TA0～TA2按單次脈沖方式工作分別控制各輸出相。其中定時器TA0控制W和WN相，定時器TA1控制V和VN相，定時器TA2控制U和UN相。

定時器TA3用于控制三角調制波或鋸齒波的周期。當定時器TA3記數器向下溢出時，產生中斷請求，發(fā)出一個短脈沖使定時器TA0～TA2開始記數;同時三相輸出極性設置寄存器(00A8H)的相應位分別觸發(fā)各自對應的輸出極性設置翻轉觸發(fā)(toggle flipflop)器，設置其輸出的極性，觸發(fā)器的內容在定時器TA0～TA2觸發(fā)時反向;定時器TA0～TA2在觸發(fā)極性設置翻轉觸發(fā)器的同時也觸發(fā)死區(qū)時間定時器使之開始工作。此時正相和負相輸出波形并不能馬上從高電平轉到低電平，只有死區(qū)時間定時器溢出后，所發(fā)出的反向觸發(fā)信號才使輸出從高電平轉到低電平。

在輸出波形時，設置死區(qū)時間的目的是防止正向波形(U相、V相、W相)輸出低電平和負相波形(UN 相、VN相、WN相)輸出低電平時互相重疊，因為正相和負相同時為低電平時會造成驅動電路短路。M37906內部提供了3個以單次脈沖有方式工作的八位定時器完成對死區(qū)時間的控制。它們共用一個設定死區(qū)時間的重加載寄存器，在設定死區(qū)時間寄存器(00A7H)時也同時自動加載到共用的重加載寄存器中;每次觸發(fā)死區(qū)時間定時器時微處理器會重新加載該寄存器中的值，按選擇的記數源進行減記數;當記數器下溢時，記數器停止工作，等待下一次觸發(fā)。

M37906 具有兩種三相PWM方式，即三相PWM方式0和三相PWM方式1。在方式0中每次定時器TA3溢出都會產生中斷請求;定時器TA0～TA2各使用一個寄存器，通過設定U、V、W各相的輸出極性設置緩沖的方法使輸出極性反向，也可以通過軟件方法直接使三相輸出反向。而三相波形方式1中定時器TA3每兩次或每四次向下溢出才會產生中斷;每個定時器交替使用兩個寄存器，只能通過設置三相輸出波形的極性寄存器實現三相波的極性設置;在每個周期內根據三相輸出極性設置緩存器的內容由硬件自動完成的三相波極性的反向。

2 PS21245智能功率模塊

DIP -IPM模塊是日本三菱公司最新推出的第四代IPM智能功率模塊。IPM智能功率模塊是集內置三相交流輸出IGBT逆變電路、高壓驅動程序保護于一體的雙列直插封裝模塊。其內部既有驅動控制和保護邏輯，又有過流、過(欠)壓、短路和過熱探測和保護電路，大大提高了變頻器的可靠性和可維護性。DIP-IPM 模塊與第三代IPM智能功率模塊相比具有以下特點：只需一路+15V的驅動電路，可不采用光耦直接與單片機進行連接，工藝上采用了更小的 IGBT/FWDi芯片，使功耗更低、體積更小。PS21245的每路IGBT集電極電流為20A，開關頻率典型值5kHz，絕緣耐壓1500Vrms，集電極-發(fā)射極額定電壓600V，其內部電路如圖2所示。

3 M37906微處理器和智能功率模塊PS21245構成的變頻器

M37906和PS21245智能功率模塊構成的變頻器結構如圖3所示。其中IPM三相PWM控制信號通過4.7kΩ的上拉電阻后直接與M37906的P6相連(布線時要特別注意該組引線要盡可能短，以提高系統的抗干擾性能)。上臂驅動電源正極(VUFB、VVFB、 VWFB)和下臂驅動電源負極(VUFS、VVFS、VWFS)通過自舉電路連到+15V，IPM的三個上臂控制電源端VP1和下臂控制電源端Vpc與+ 15V驅動電源直接相連。短路保護動作電壓設定值CIN與VNC之間加限流電阻，根據實際保護動作電壓的需要調整阻值。故障信號輸出端Fo與M37906 的P6OUTcut/INT4相連。輸出故障脈寬設定端CFO通過陶瓷電容與VNC相連，當選取22nF的電容時，對應的故障脈寬為1.8ms。IPM供電直流電源端P與+15V驅動電源連接。電源端N、上下臂GND端接模擬地。三相逆變輸出端U、V、W與負載電機的U、V、W連接。

3.1 PWM采樣方法[1]

PWM脈寬調制是利用相當于基波分量的信號對三角載波進行調制，脈沖寬度由正弦波和三角波自然相交而成的自然采樣法，如圖4所示。其中圖4(a)為對稱規(guī)則采術，設三角載波周期為Tt，采樣周期為Ts(Ts=Tt)，當以三角波頂點t1為采樣點時：

ton=Ts/4(1+Usinωt1),toff=Ts/4(1-Usinωt1) (1)

tpw=Ts/2(1+Usinωt1)

采樣點時刻t1只與載波比N有關，與調節(jié)器幅比M無關(其中t1=kT1,k=0,1,2,…N-1)。

對于圖4(b)所示的不對稱規(guī)則采樣法，既在三角波的頂點位置又在底點位置對正弦波進行采樣時，采樣周期Ts是三角波周期的1/2：

ton=Ts/2(1+Usinωt1)

toff=Ts/2(1-Usinωt1) (2)

t"on=Ts/2(1+Usinωt2)

t"off=Ts/2(1-Usinωt2)

脈沖寬度為：

tpw=ton+t"on=Tt/2[1+U/2(sinωt1+sinωt2)]

t1=kTt/2(當k=0,2,4,6,…)

t2=kTt/2(當k=1,3,5,7,…)

其中k=0，1，2，3…，當k為偶數時是頂點采樣，k為奇數時是底點采樣。

3.2 軟件結構

軟件流程如圖5所示。由于IPM智能模塊只有一路+15V控制電源，為了使IPM正常啟動，上電開始時通過依次開通下臂的IGBT，在上臂IGBT上進行足夠脈寬的PWM輸出，對IMP上臂驅動電源(VUFB、VVFB、VWFB)和下臂驅動電源(VUFS、VVFS、VWFS)上的自舉電容進行充電。當自舉電容為100μF，自舉電阻為50Ω的情況下，自舉充電時間約為5ms。自舉完成后通過檢測IPM的Fo輸出判斷IPM的運行情況。正常情況Fo輸出判斷IPM的運行情況。正常情況Fo輸出的信號為高電平，當此端口輸出低脈沖時，表示模塊處于故障狀態(tài)，通過INT4外部中斷程序停止智能模塊的輸出。

三角載波是通過定時器由軟件方式實現。載波周期定時器和采樣定時器之間的關系決定著規(guī)則采樣的性質。當載波周期定時器和采樣定時器的周期相同時是對稱規(guī)則采樣，通過(1)式設定定時器TA0～TA2的預載寄存器;當載波半周期定時器和采樣定時器的周期相同時是對稱規(guī)則采樣，通過(2)式進行計算設定。

通過上述兩種方法可得到不同頻率的三相PWM波形。對變頻器輸出的特性分析，不對稱規(guī)則采樣所形成的階梯波比對稱規(guī)則采樣時更接近于正弦波，輸出電壓也高于前者。當載波比N等于3或3的倍數時，逆變器輸出電壓中偶次諧波分量基本可以消除，其它的高次諧波分量的幅值也較小，但相應的中斷次數和計算量將成倍增加。當然基波信號不一定是正弦波，可以采用其它優(yōu)化PWM調制方法，同時也可以采用其它采樣方法，但需要將存儲在微處理器中的基波數據和采術計算公式進行調整，可以進行多種嘗試以達到更好的諧波特性和更高的功率因數。

該變頻器由于采用集成度較高的變頻專用微處理器和功能更強的智能功率模塊，體積小、成本低，特別適合家電產品和民用產品使用。主要的缺點是省去光耦后IPM 與微處理器只能置于同一塊PCB板上，而且上下臂控制信號的走線要盡量短。如微處理器和IPM較遠時仍需通過光耦隔離，采用原有的光耦接法。

采用不對稱規(guī)則采樣所形成的階梯波更接近于正弦波。輸出頻率與輸出電壓對頻率指令執(zhí)行速度快，指令周期短，同時智能功率模塊的開關頻率典型值達到5kHz，可以選用更大的載波比以縮短響應時間，滿足實時控制的需要。同時智能功率模塊的各種保護措施也是高了變頻器的可靠性。