摘要：第四代移動通信系統(tǒng)要求有更高的數(shù)據(jù)傳輸速率、更好的傳輸質量且同時能很好地克服多徑衰落，消除高速數(shù)據(jù)傳輸時嚴重的符號間干擾并大大提高頻譜利用率，正交頻分復用OFDM技術作為一種強有力的數(shù)字調制方式，以其突出的優(yōu)點成為4G移動通信系統(tǒng)的核心技術。在多徑時延、信息速率以及帶寬等特定背景條件確定的情況下，根據(jù)工程經驗設計了一種適應該背景條件的突發(fā)OFDM傳輸系統(tǒng)，并且確定予載波數(shù)量、符號速率、OFDM幀結構等總體參數(shù)。最后給出了該OFDM傳輸系統(tǒng)設計結構示意圖。
關鍵詞：OFDM；卷積編碼；多普勒頻移；定時估計

0 引言
    國外對OFDM技術的研究已有近50年的歷史。最初無線OFDM傳輸系統(tǒng)是用在軍用無線高頻通信鏈路中，隨著數(shù)字信號處理(DSP)和超大規(guī)模集成電路(VLSI)技術的發(fā)展，OFDM技術獲得了長足的進步并廣泛應用于社會生活的各個方面。其應用主要有：
    (1)廣泛應用于音頻和視頻傳輸中，如歐洲數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)以及日本的綜合業(yè)務數(shù)字廣播(ISDB)等；
    (2)非對稱數(shù)字用戶鏈路(ADSL)；
    (3)無線局域網標準IEEE 802．11a、歐洲電信標準協(xié)會(ETSI)推出的局域網標準Hyperlan2等；
    (4)無線城域網標準IEEE 802．16a；
    (5)已具雛形的4G蜂窩系統(tǒng)(大唐TD-LTE)。
    本文根據(jù)特定的背景需求，設計了一種突發(fā)OFDM系統(tǒng)。該特定的移動傳輸?shù)谋尘靶枨笕缦拢?br />     (1)多徑最大時延擴展τ為20μs；
    (2)信息速率Rb為5～36 Mb／s；
    (3)帶寬W<20 MHz；
    (4)接收機運動速度小于80 km／h；
    (5)采用突發(fā)傳輸模式；
    (6)射頻中心頻率在5 GHz。
     多徑最大時延擴展反映了信道的惡劣程度。從以上參數(shù)可以看出，該背景需求的信道是相當惡劣的。若采用單載波傳輸，由于多徑時延太大，接收端均衡器將過于復雜。在這種情況下，根據(jù)前面分析，采用OFDM的調制方式具有很大的優(yōu)勢。

1 總體參數(shù)設計
    根據(jù)背景需求和工程經驗，按以下步驟進行總體參數(shù)設計：
1．1 確定保護間隔
    OFDM符號保護間隔的時間一般要大于最大時延擴展。因為最大時延擴展為20μs，取保護間隔即循環(huán)前綴時間長度為：Tg=25μs。
1．2 選擇符號周期、有效符號長度、子載波間隔
    考慮到保護間隔的引入帶來的信息傳輸效率的損失和系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜程度及系統(tǒng)的峰值平均功率比因素，在實際系統(tǒng)中，選擇符號長度Ts至少是保護間隔的5倍，即：Ts≥125μs。
    有效信息符號長度至少為保護間隔的4倍，即：Tu≥100μs。
    子載波間隔為有效信息符號長度Tu的倒數(shù)，即：。
1．3 確定子載波數(shù)量
    利用要求的比特速率除以每個子信道中的比特速率來確定。每個子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾视烧{制類型、編碼速率以及符號速率來確定。
    若在發(fā)射端采用卷積編碼(碼率固定為r為1／2，暫不考慮刪節(jié)編碼)和QPSK調制或QAM調制方式(M為調制階數(shù))，可得到一個OFDM符號有效子載波數(shù)應該為：
   
    根據(jù)公式(1)，若Ts=125 μs，Rb取最大值36 Mb／s，采用64QAM調制(M為6)，可計算出Nd為1 500個子載波。因為OFDM符號子載波數(shù)N要滿足為2的冪次，便于FFT計算，這里取FFT點數(shù)N為2 048。為了便于系統(tǒng)時鐘控制，根據(jù)經驗取有效子載波數(shù)Nd為1 665(，其中129為插入導頻數(shù)Np)，其余OFDM符號分配虛載波，數(shù)值為0。因此一個OFDM符號占用帶寬和其中的有效子載波占用帶寬Ws是相同的，即Ws=Nd×△f= 16．65 MHz，小于要求的20 MHz。
    若Ts=125μs，若Rb取最小值為5 Mb／s，采用64QAM調制會增加系統(tǒng)復雜程度，考慮用QPSK調制方式代替。此時M=2，由公式(1)可計算得到Nd等于625。為了便于系統(tǒng)時鐘控制，根據(jù)經驗取有效子載波數(shù)Nd為833(，其中65為插入導頻數(shù)Np)，OFDM符號中其余非有效子載波處載波值為0。因此一個OFDM符號占用帶寬為8．33 MHz，遠小于要求的20 MHz。
    當5 Mb／s<Rb<36 Mb／s情況下，根據(jù)以上分析可以發(fā)現(xiàn)，當Rb較大時，要選擇高階的QAM調制方式，且選擇2 048點數(shù)的FFT變換；當Rb較小時，要選擇低階的調制方式，且選擇1 024點數(shù)的FFT變換。通過選擇M值、OFDM符號有效子載波個數(shù)以及OFDM符號持續(xù)時間Ts總可以滿足系統(tǒng)設計需求，且總的系統(tǒng)復雜度較低。考慮到實現(xiàn)復雜程度，在系統(tǒng)設計第一階段采用信息傳輸率Rb=6．144Mb／s，則Ts=125μs，調制階數(shù)M=2(QPSK調制)，子載波個數(shù)N=1 024的設計方案(有效子載波個數(shù)為833)。OFDM符號頻域上的結構如圖1所示。

1．4 確定符號速率
    當子載波個數(shù)確定后，根據(jù)OFDM符號的有效信息符號長度持續(xù)時間，可以確定符號速率為Fs，即：Fs=N／Tu。
    若N=1 024，Tu=100μs，可以得到符號速率Fs等于10．24 MB／s。
1．5 確定過采樣倍數(shù)、成型因子、中頻頻率、接收機A／D采樣率
    發(fā)端的基帶信號先進行過采樣，然后進行成型濾波，最后送到數(shù)模器件(D／A)進行上變頻。過采樣因子根據(jù)經驗設為4，即符號速率為10．24 MB／s的基帶信號進行過采樣后符號速率變?yōu)?0．96 MB／s。
    經過過采樣后的數(shù)據(jù)要送入成型濾波模塊，根據(jù)文獻可知，成型因子越大，碼間干擾越小，但是OFDM帶外泄漏越嚴重，對接收端濾波器要求越高；成型因子越小，碼間干擾越大，但是OFDM帶外泄漏越少，對接收端濾波器要求越低。所以，要根據(jù)實際情況，折中選擇成型因子。在子載波數(shù)為N=1 024，選擇不同成型因子的情況下，OFDM頻譜仿真圖如圖2所示。

    從圖2中可以看出，成型因子為0．2是較為合適的，這是因為在子載波分配過程中，在833個有效數(shù)據(jù)子載波兩端補0，從一定程度上抵消了由于成型濾波過程中帶來的頻譜泄漏的影響，所以此時OFDM頻譜的帶外頻譜泄漏基本上和成型因子為0時相同，信號帶寬變?yōu)?0.24x(1+ 0.2)=12．288 MHz。確定中頻為70 MHz，接收端A／D前帶通采樣速率為81．92 MHz。
1．6 確定OFDM幀結構
    根據(jù)接收機的移動速度，可以確定信道的多普勒頻移。相干時間與多普勒頻移成反比，從而確定了相干時間。根據(jù)相干時間可以確定OFDM符號幀長。
    因為接收機移動速度v<80 km／h，且射頻頻率為5 GHz，可計算出波長λ=0．06 m，多普勒頻移fd為：。因此，最大多普勒頻移fdm≈370 Hz。相干時間Tc為最大多普勒頻移的倒數(shù)：Tc=1／fmd，即Tc≈2．7 ms。OFDM傳輸系統(tǒng)采用突發(fā)傳輸模式，每一次突發(fā)傳送一個OFDM幀，每幀包含m個符號數(shù)。由于后續(xù)信道估計算法基于相干時間之內信道基本不變化，必須滿足的條件是：
    m·Ts<Tc        (2)
    即m<21．6，這里取m=21。
    根據(jù)系統(tǒng)接收端采用的定時估計和頻偏估計算法，設計OFDM幀前導序列。若前導序列占用OFDM符號數(shù)太多，系統(tǒng)信息傳輸效率太低；若前導序列占用OFDM符號數(shù)太少，定時和頻偏估計的效果達不到系統(tǒng)要求。綜合考慮后決定采用OFDM幀結構中前兩個符號為前導序列。OFDM幀結構示意圖如圖3所示。第一個前導序列由10個相同的短前導序列構成，每一個短前導序列是一個隨機產生的復序列，在OFDM傳輸系統(tǒng)中用來做信號到達的檢測、自動增益控制、定時估計以及時域粗頻偏估計；第二個前導序列用來進行整數(shù)倍頻偏估計以及信道估計。

    經過以上步驟的設計，OFDM移動傳輸系統(tǒng)總體參數(shù)基本確定，總結如下：
    系統(tǒng)發(fā)射頻率為5 GHz；中頻為70 MHz；系統(tǒng)可用帶寬為20 MHz；系統(tǒng)實際占用帶寬為12．288 MHz；系統(tǒng)工作模式為突發(fā)傳送；接收機移動速度小于80km；基帶信息速率為6．144 Mb／s；基帶符號速率為10．24 MHz；調制方式為QPSK；FFT點數(shù)為1 024；有效子載波個數(shù)為833；導頻數(shù)量為65；OFDM符號長度為125μs；循環(huán)前綴長度為25μs；子載波間隔為10 kHz；OFDM幀長為21；前導序列為2。

2 總體結構設計
    在本文背景需求下，信道較為惡劣，采用突發(fā)傳送模式且每一個OFDM幀較短，只有21個符號，所以設計的OFDM接收機結構無定時和頻偏估計的反饋環(huán)存在。雖然從結構上看，本文所采用的發(fā)射接收系統(tǒng)比采用定時和頻偏估計反饋環(huán)的系統(tǒng)更為簡單，但是系統(tǒng)運算量卻增加了(由于前饋系統(tǒng)比反饋系統(tǒng)需要更大的運算量)，實際上增加了對所使用硬件設備性能的要求。OFDM傳輸系統(tǒng)結構示意圖如圖4所示。

    在設計第一階段，不進行射頻的設計。在硬件實現(xiàn)過程中發(fā)射端將不包括射頻器件，接收端將不包括模擬下變頻器件以及無線信道，數(shù)據(jù)流經過發(fā)射端的D／A后通過有線連接到接收端的A／D。
    成熟的OFDM發(fā)射機系統(tǒng)應當要考慮如何抑制峰均比的影響，但現(xiàn)有的抑制峰均比算法除限幅外，硬件實現(xiàn)都過于復雜，在第一階段將不考慮系統(tǒng)峰均比的影響，所以圖4中發(fā)射端沒有抑制峰均比的模塊。

3 結語
    本文根據(jù)特定的背景需求和工程實踐經驗，設計了一種突發(fā)傳輸?shù)?strong>OFDM傳輸系統(tǒng)。從設計過程可以發(fā)現(xiàn)，該系統(tǒng)完全可以滿足背景需求，具有很高的可行性。