3.2 高阻樣品噪聲測試解決方案

為解決國內外現(xiàn)有高阻器件低頻噪聲測試技術中存在的問題，本文設計了兩種噪聲測試技術作為解決方案，分別是一種電壓噪聲測試技術和一種電流噪聲測試技術。這兩種技術分別解決了前文中描述的電壓噪聲和電流噪聲測試技術的技術難題，并克服或緩解了已有高阻器件噪聲測試技術的缺陷。

3.2.1高阻樣品電壓噪聲測試方案設計

本技術的基本原理是利用一種特殊的橋兩邊元件不對稱的電橋來實現(xiàn)噪聲信號的測試。該方法解決了已有電壓噪聲測試方法中源阻抗過高、耦合電容承受電壓過高和無法測試單個高阻器件噪聲的問題。

3.2.1.1測試方案介紹

圖3.9是本研究設計的新的高阻器件低頻噪聲測試電路的基本原理圖。

該電路一改以往本實驗室采用的單端接地的信號輸入方式，采用了差分輸入方式。其中R x為待測樣品，R t、R 1和R 2均為繞線電阻用于平衡電橋。該電路結構的主要優(yōu)點如下：

(1)解決以往高阻器件電壓噪聲測試技術無法測試單個器件的缺陷

在噪聲測試領域中其實已有的一種類似結構如圖3.10：圖3.10是本實驗室研究者在研究中提到的一種厚膜電阻測試電路：圖中四個電阻阻值相同，所測噪聲為四個相同電阻器的平均噪聲。該電路的缺陷是一次測得四個樣品的噪聲而無法測單一樣品的噪聲。實際上四個電阻無法完全做到阻值完全相同，四個電阻間百分之一的阻值誤差就有可能導致無法實現(xiàn)文獻中所提到直流耦合。

即便對其進行改進，將其中三個電阻換為噪聲可以忽略的繞線電阻來測單一樣品，同樣還存在下述問題：該電路測單一樣品的噪聲時對其他三個隔離電阻阻值有嚴格限制，必須與樣品阻值完全相同，這在工程應用上就帶來很大不便。圖3.6中的電路也存在同樣的問題，且在兩電阻阻值都很大的時候，電阻誤差也很大，從而該圖中電路實際上無法做到像文獻中所描述的那樣能夠做到的直流耦合。

本方案中四個電阻阻值可以各不相同甚至可以差別很大，這在實際工程應用時測試系統(tǒng)電路元件的選擇上就會帶來很大方便。

(2)樣品在理論上可以加任意偏壓，并且不需要耦合電容

由于采用電橋結構和差分輸入方式，當電路中元件保持如下關系式時：

理論上樣品兩端可加任意大偏壓。通過調節(jié)可變繞線電阻R 1來調節(jié)放大器兩輸入端間的電位差使之接近于零，從而可以使用直流耦合，經過本人反復實踐，通過調整R 1可以很容易的實現(xiàn)直流耦合，因此不需要耦合電容。這樣就使采集信號帶寬延展到超低頻，解決了本實驗室以往測試中只能用交流耦合和信號低頻端受限的問題。

(3)信號頻帶寬

由于測得的信號是由差分放大器所得到的電壓信號，其信號通頻帶遠大于電流噪聲的信號。足夠的頻寬對后期噪聲信號的理論分析非常重要。

(4)該方法可應用于中低阻器件值得注意的一點是該方法不僅適合于高阻器件的應用，而且同樣適用于有直流耦合和高偏執(zhí)電壓測試需求的中低阻器件。

3.2.1.2測試技術原理分析

以噪聲作為信號源時，由于噪聲是交流信號，因此我們將其等效為一個交流信號源來分析，此時電路中的直流源相對交流信號為短路，從而圖3.9的交流等效電路變換為如下形式：

R 1-2為R 1和R 2的并聯(lián)等效電阻，由于R t和R 1-2均為繞線電阻，因此我們認為它們僅產生熱噪聲信號，而無1/f噪聲。Vn為低頻噪聲源，當Rx與R 1、R 2滿足如下關系式時：

會得到以下結論：

①R 1-2的熱噪聲相對Rx和Rt的噪聲來說極其小被忽略。

②R1-2的阻值相對于高阻樣品Rx和Rt被忽略。于是得到如下簡化電路

此時電路中Rt的阻值會對測試系統(tǒng)的應用產生影響，當考慮了Rt的熱噪聲時電路如下圖所示：

其中Vn為Rx的噪聲信號，Vt為Rt的熱噪聲信號

是輸入放大器的測試樣品的低頻噪聲信號

是輸入放大器的隔離電阻Rt的熱噪聲信號，待測電阻噪聲電壓與功率譜的關系為：

其中SVn( f)為我們需要提取的頻域電壓功率譜密度信息。

隔離電阻熱噪聲與功率譜的關系為：

低頻噪聲信號要大于隔離電阻的熱噪聲使噪聲信號能從熱噪聲中分離出來是測試系統(tǒng)正常工作的條件，即要使下式成立：

聯(lián)立(3-4)(3-5)(3-6)式可將系統(tǒng)的限制條件從時域轉化到頻域，上述系統(tǒng)工作條件變?yōu)椋?/p>

在轉折頻譜以上時，從(23)式可得：

這便是系統(tǒng)工作的限制條件，在所要考察的頻譜范圍內，當R x和S vn為常量時，R t的值越大越好，這樣等式右邊越小，待測信號頻譜與背景頻譜的差異越大，轉折頻譜也越大，觀察到的低頻有色噪聲信號頻寬就越大。從(3-8)式我們還可以看出，樣品的噪聲越大越好，這樣等式左邊越大，待測信號頻譜與背景頻譜的差異越大。對于一些很特殊的小噪聲高阻樣品，必須增大R t的阻值。

只有在知道高阻器件噪聲量級的情況下，才能對系統(tǒng)所能夠測得的阻值上限進行預測，但是國內外這方面數(shù)據(jù)極少，現(xiàn)在僅根據(jù)已有的一篇文獻的數(shù)據(jù)進行推算：測得的10G厚膜電阻的噪聲為：

代入(3-8)式得;所需的R t約為1010Ω由此可見，對于像BJT或DC-DC轉換器等噪聲極大或者是含有RTS噪聲的高阻器件我們可以容易的找到合適的高阻值繞線電阻。但是如果需要采用本測試方法測試更高阻值的高阻器件，可采用以下措施：

①專門訂做高阻值繞線電阻。

②將測試系統(tǒng)中的隔離電阻R t放入低溫系統(tǒng)(液氮或液氦)中。

③提高樣品上的偏壓，來激發(fā)更加明顯的低頻噪聲。

3.2.2 高阻樣品電流噪聲測試方案設計

從2.2.2節(jié)的分析中我們已經知道當被測器件的電阻極大時，應當首選電流噪聲測試技術。因此在測試電容、MOS這些等效阻值在高阻器件阻值范圍內相對較高的器件時，采用電流噪聲測試技術更加合理。本電流噪聲測試技術的基本原理是利用鎖相放大器的傳輸函數(shù)獲取功能來還原被電流放大器衰減的信號高頻部分，從而在不降低放大倍數(shù)的情況下實現(xiàn)展寬頻帶。

3.2.2.1測試技術介紹

圖3.14是本研究設計的新的高阻器件低頻電流噪聲測試電路的基本原理圖。

本測試方法首先需要用電流放大器按照傳統(tǒng)方法測得被高頻部分被衰減的低頻噪聲信號，然后再通過放大器傳輸函數(shù)求得的歸一化函數(shù)來還原信號。

3.2.2.2測試技術原理分析

本測試方法中并沒有對電流放大器進行什么特殊改進，而只是使用了其典型功能，因此同樣存在圖3.3中所描述的信號通頻帶過窄的問題。展寬頻帶的關鍵是利用放大器在特定放大倍數(shù)下的傳輸函數(shù)曲線來還原信號，將原本被放大器無法正常放大而衰減的信號高頻部分還原。

傳輸函數(shù)的獲取是利用鎖相放大器能測得某一特定頻率下信號的功能。對鎖相放大器進行編程掃頻，就可以求得在不同頻率點下的信號幅度，從而得到放大器對頻率不同但是幅度相同的信號的響應，即放大器的幅頻特性曲線特定頻率下信號的功能。對鎖I ( f )。

最后通過公式

得到歸一化函數(shù)Q(f)式中A0放大倍數(shù)。然后通過下式得到還原后頻帶展寬至原來放大器高頻截止頻率的10倍至100倍之間的功率譜密度S(f)：

該系統(tǒng)涉及到多個儀器和計算機的協(xié)同工作，并且要求多個設備之間能夠實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸。軟件由本實驗室自行開發(fā)，開發(fā)主平臺為Labview，同時利用了Labview和C語言的混合編程、Labview和Matalab的混合編程以實現(xiàn)多種功能。

該軟件系統(tǒng)可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)時域到頻域的轉換、曲線擬合、根據(jù)數(shù)據(jù)篩選樣品、自動生成測試報告等多種功能。擬合分為直線擬合及曲線擬合兩種方式，可以通過擬合計算噪聲信息的白噪聲幅度，1/f噪聲幅度，轉折頻率，1/f噪聲指數(shù)因子γ等參數(shù)。