同步BUCK變換器的拓?fù)淙鐖D1所示，其中Driver信號(hào)是帶有死區(qū)時(shí)間控制的PWM方波，M1為主開關(guān)管，M2為同步整流管，L為儲(chǔ)能電感，C為輸出電容，RL 為負(fù)載電阻。當(dāng)Driver信號(hào)為高電平時(shí)開關(guān)管M1導(dǎo)通，輸入電壓對(duì)電感充電;當(dāng)Driver信號(hào)為低電平時(shí)M2導(dǎo)通，電感放電。首先假設(shè)圖1中的功率管M1、M2的導(dǎo)通阻抗分別為RON1、RON2，則在開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓VSW1可表示為：

同步整流管M2導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓VSW2為：

假設(shè)RON1、RON2為定值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系,因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號(hào)。

過零檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)

由上節(jié)知道，電感電流降低到零時(shí)，SW=0。但由于變換器內(nèi)部的延遲，致使同步管續(xù)流至零時(shí)，系統(tǒng)不能馬上將同步管關(guān)斷，這必然導(dǎo)致電流的倒灌。因此在實(shí)際應(yīng)用中，通常選取略低于0V的SW電壓值作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)。另外系統(tǒng)在充放電之間切換初期，SW電壓不穩(wěn)定，因此需要屏蔽掉這段時(shí)間，檢測(cè)結(jié)果才夠精準(zhǔn)?；谝陨戏治觯疚闹械倪^零檢測(cè)電路包括以下兩部分：邊沿隱匿電路和負(fù)閾值電壓比較器。邊沿隱匿電路能有效屏蔽整流管導(dǎo)通瞬間SW端電位擾動(dòng)對(duì)過零檢測(cè)電路造成的誤觸發(fā);負(fù)電壓閾值比較器監(jiān)測(cè)SW 端電位，一旦SW電位達(dá)到負(fù)電壓閾值，比較器輸出保護(hù)信號(hào)，系統(tǒng)將關(guān)斷整流管,防止倒灌。

1、邊沿隱匿電路的設(shè)計(jì)

過零檢測(cè)電路如圖2所示，其中虛線框中的數(shù)字邏輯電路即為邊沿隱匿電路。控制信號(hào)HS_dr是與BUCK變換器開關(guān)管M1柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)同頻同相的信號(hào)，即當(dāng)HS_dr=1時(shí)，電感充電;當(dāng)HS_dr=0 時(shí)，電感放電。整個(gè)電路的輸出信號(hào)ZC_OUT在SW=SW_TH時(shí)翻轉(zhuǎn)為高電平，系統(tǒng)將整流管M2關(guān)閉。

(1)電感充電時(shí)段，開關(guān)管M1導(dǎo)通，整流管M2截止，此時(shí)不需要過零檢測(cè)電路。

控制信號(hào)HS_dr=1，經(jīng)過或非門，強(qiáng)制將ZC_OUT拉到地。且MN1導(dǎo)通，將A點(diǎn)拉到地，經(jīng)過施密特觸發(fā)器后，B點(diǎn)為高電平，使得過零比較器的輸出允許信號(hào)CTR =1，將比較器的輸出OUT強(qiáng)制到高電平。因此整個(gè)充電過程，過零檢測(cè)的輸出為低電平。

(2)電感放電時(shí)段，開關(guān)管M1 截止，整流管M2導(dǎo)通，需要過零檢測(cè)電路。

此時(shí)控制信號(hào)HS_dr =0，不影響輸出信號(hào)ZC_OUT。MN1截止，A點(diǎn)將由恒定電流I對(duì)電容C0充電，當(dāng)A點(diǎn)充電到施密特觸發(fā)器的下門限VT-時(shí)，B點(diǎn)將翻轉(zhuǎn)為低電平，經(jīng)過兩級(jí)反向器后使得信號(hào)CTR=0，允許過零比較器正常工作。因此在放電初期，當(dāng)A沒有充到施密特門限值時(shí)，將使ZC_OUT= 0，此后ZC_OUT將隨SW變化。充電時(shí)間由下式確定：

2、負(fù)閾值電壓比較器的設(shè)計(jì)

1)輸入級(jí)與高增益級(jí)的設(shè)計(jì)

負(fù)閾值電壓比較器的整體電路如圖3所示。其中VDD為電源，VSS為地信號(hào);I_bias為直流電流偏置;EN為比較器的使能控制信號(hào)，低電平有效;CTR為邊沿隱匿電路產(chǎn)生的比較器輸出允許信號(hào)，低電平時(shí)輸出允許。Vn為比較器的負(fù)端輸入，Vp為比較器的正端輸入，其中MOS管N1為高壓管，R1 =R2。

由于輸入電壓要求到0V，因此采用電阻負(fù)載P管放大的差分電路作為輸入級(jí)，這樣能增大共模輸輸入范圍(ICMR)。忽略開關(guān)管的壓降，其共模輸入范圍可表示為：

由式(4)可以看出ICMR最小能到達(dá)負(fù)值。輸入級(jí)電路的功能是將輸入的差分電壓進(jìn)行放大，其電壓增益可表示為：

第2級(jí)為高增益級(jí)，采用電流鏡做負(fù)載P管放大的雙端變單端結(jié)構(gòu)，其電壓增益表示為：

2)負(fù)電壓閾值的設(shè)計(jì)

由于比較器的核心電路采用的是完全對(duì)稱的結(jié)構(gòu)，因此輸入失調(diào)電壓約為0V。圖3中的NMOS管N1與N2工作在開關(guān)狀態(tài)，其導(dǎo)通電阻為：

因此比較器的正負(fù)端電壓Vp與Vn可表示為：

當(dāng)Vn=Vp時(shí)，比較器輸出發(fā)生反轉(zhuǎn)，因此由式(8)可推出，SW的負(fù)電壓閾值為：

由式(9)可知，調(diào)節(jié)N1與N2的寬長比或調(diào)節(jié)電流I1與I0都可改變SW的門限值，使其滿足設(shè)計(jì)的負(fù)閾值要求。

仿真結(jié)果

將上述過零檢測(cè)電路應(yīng)用于一款同步BUCK 電路中，基于0.5μm BCD工藝和HSPICE軟件進(jìn)行仿真。輸入電壓4V~16V，開關(guān)頻率400kHz，儲(chǔ)能電感4.7μH，輸出電容44μF，RON1=250mΩ、RON2=200mΩ，設(shè)SW的負(fù)閾值電壓為-45mV，其仿真驗(yàn)證結(jié)果如下：

圖4為系統(tǒng)溫度在0~85℃變化時(shí)，比較器的輸出信號(hào)隨著SW端電壓變化曲線。從圖上可看出其負(fù)閾值電壓從-40mV變化到-50mV，變化范圍為10mV。閾值電壓容差較小，比較器性能較為穩(wěn)定。

圖5為整個(gè)電路仿真波形。從圖上可看出SW電壓在切換時(shí)，先經(jīng)過1μs時(shí)間的邊沿隱匿，CTR變?yōu)榈碗娖?，此后才允許比較器的輸出OUT隨著SW電壓變化，且OUT在SW=-44.7mV左右時(shí)提前翻轉(zhuǎn)為低電平，經(jīng)過數(shù)字邏輯后使ZC_OUT翻轉(zhuǎn)為高電平。

系統(tǒng)中有無過零檢測(cè)電路的仿真結(jié)果如圖6所示。由圖可知：系統(tǒng)輕載時(shí)，當(dāng)沒有過零檢測(cè)電路，系統(tǒng)將工作于FCCM模式，電感電流發(fā)生了嚴(yán)重的倒灌現(xiàn)象;而有過零檢測(cè)電路時(shí)，當(dāng)電感電流減小到零后，系統(tǒng)將進(jìn)入DCM模式，防止電流倒灌，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

文章小結(jié)

本文介紹了一種新穎的、可應(yīng)用于同步Buck芯片的過零檢測(cè)電路，該電路利用MOS管工作在線性區(qū)時(shí)的溝道電阻來抵消同步管關(guān)斷延遲，從而有效地限制了電流的倒灌。且設(shè)計(jì)了邊沿隱匿電路，避免電路切換時(shí)引起的誤觸發(fā)。該電路已應(yīng)用于一款DC-DC設(shè)計(jì)中，并在0.5μmBCD工藝上進(jìn)行了系統(tǒng)驗(yàn)證，結(jié)果證明所設(shè)計(jì)電路的工作狀態(tài)良好，可以廣泛應(yīng)用于有類似要求的同步BUCK芯片中。