關鍵詞：全橋DC/DC變換器；零電壓開關；死區(qū)時間
引言
移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關管達到零電壓開通和關斷。從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優(yōu)點。
移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯后臂開關管在輕載下難以實現零電壓開關，使得它不適合負載范圍變化大的場合[1]。電路不能實現零電壓開關時，將產生以下幾個后果：
1）由于開關損耗的存在，需要增加散熱器的體積；
2）開關管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI；
3）由于副邊二極管的反向恢復，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應用中須在副邊二極管上加入R－C吸收。
針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls，擴大變換器的零電壓開關范圍[2][3]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達到全工作范圍的零電壓開關。而且，由于飽和電感在實際應用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導致：
1）增加電路環(huán)流，從而增加變換器的導通損耗；
2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應力；
3）飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發(fā)熱嚴重。
改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓撲[4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關管能在全部負載范圍內達到零電壓開關，它在小功率（<3kW）電路中具有明顯的優(yōu)越性。由于在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實現相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關過程，而著重分析滯后臂在增加了輔助支路以后的開關過程及其實現ZVS的條件。
1 改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器
1.1電路拓撲
圖1所示是一種改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯后臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。
在由Lrx及Crx組成的輔助諧振支路中，電容Crx足夠大，其上電壓VCrx應滿足
則電感Lrx上得到的是一個占空比為50％的正負半周對稱的交流方波電壓，其幅值為Vin/2。電感上的電流峰值ILrx(max)為
式中：Vin為輸入直流電壓；
Ts為開關周期。
電路采用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯后臂開關管在全部負載范圍內的零電壓開通和關斷。
1.2電路運行過程分析
由于移相控制的全橋PWM電路在很多文獻上已經有了詳細的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯后臂開關管的開關過程及其達到零電壓開關的條件。為了便于分析，假設：
——所有功率開關管及二極管均為理想器件；
——所有電感及電容均為理想元件；
——考慮功率開關管輸出結電容的非線性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并記C3＋C4=C；
——考慮變壓器的漏感Llk；
——由于電感Lrx及電容Crx足夠大，可以認為電感Lrx上電流iLrx在死區(qū)td內保持不變。
1）t0時刻之前
在t0時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極管D1，開關管S3，變壓器副邊二極管D5處于導通狀態(tài)，變壓器原邊電流ip通過二極管D1和開關管S3流通，并在輸出電壓nVo的作用下線性下降，電路處于環(huán)流狀態(tài)，實際電流方向與電流參考方向相反。在t0時刻，變壓器原邊電流ip(t0)為
式中：I1是副邊輸出濾波電感Lf電流最小值反射
到原邊的電流值，顯然，I1的大小取決于負載情況。
此時，輔助支路電感Lrx上電流ILrx(t0)為
iLrx(t0)=ILrx(max) （4）
2）t0～t1時間段
在t0時刻，開關管S3在電容C3及C4的作用下零電壓關斷。從t0時刻開始，電路開始發(fā)生LC諧振，使C3充電，C4放電，此階段等效電路如圖3所示，其中C為C3與C4的并聯，變壓器原邊電壓及電流為vp和ip，電容C上的電壓及電流為vc和ic。在這時間段分別為
vp=Llk （5）
ic=C （6）
vp＋vc=Vin （7）
ip－ic=ILrx(max) （8）
初始條件為
ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin
解方程式，并代入初始條件可得
式中：ω=1/為諧振角頻率。
這一諧振過程直到t1時刻，電容C4上的電壓諧振到零，二極管D4自然導通，這一過程結束。這一時間段長度為
t1=arcsin （13）
此時
ip(t1)=－(ILrx(max)＋I1)cosωt1＋ILrx(max)=I2 （14）
3）t1～td時間段
在t1時刻，D4導通，變壓器原邊電流ip在輸入電壓Vin作用下線性上升。此階段等效電路如圖4所示。在這時間段有
vp=Vin （15）
ip=I2＋(t－t1) （16）
此過程可分為以下兩種情況。
（1）在死區(qū)td結束時，ip(td)≤I1，則在td時刻，原邊電流為
ip(td)=I2＋(td－t1) （17）
（2）設在t2時刻（t2<td），ip(t2)=I1，則在時刻t2，這一過程結束。此后保持
ip(t)=I1(t2?t?td) （18）
原邊通過變壓器向副邊提供能量。在td時刻，原邊電流為
ip(td)=I1 （19）
開關管S4實現零電壓開通的條件是在td時刻，開關管S4上電壓為零，即vc(td)=0，必須滿足
ip(td)≤ILrx(max) （20）
圖4
4）td時刻之后
在td時刻，開關管S4開通，由于此時二極管D4處于導通狀態(tài)，開關管兩端的電壓被箝位在零，所以開關管S4實現了零電壓開通。
1.3 參數設計
由于實際電路中ILrx(max)足夠大，諧振過程（t0～t1）很快就完成了。電路實現ZVS的條件可以近似為1）在td?2I1時，ILrx(max)?td－I1＋Ix（21）2）在td>2I1時，
ILrx(max)≥I1＋Ix （22）
式中：td為死區(qū)時間；
Ix為滿足在死區(qū)時間內完成S3充電，S4放電所需要的最小電流。
Ix=CVin/Ld （23）
可見，只要在
I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld （24）
時，電路能滿足ZVS條件，那么電路在全部負載范圍內都能實現ZVS。
根據以上分析，滿足滯后臂在全部負載范圍都能實現ZVS的條件為
ILrx(max)≥I1(t)＋Ix （25）
則輔助支路電感Lrx為
Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max) （26）
假設在整個工作過程中電容Crx電壓變化不超過5％輸入電壓Vin，則有
Crx≥ILrx(max)Ts/(4×5%Vin) （27）
2 實驗結果
利用以上分析應用于一48V/6V實驗電路，該電路的主要數據為：
1）輸入直流電壓Vin=48V；
2）輸出直流電壓Vo=6V；
3）滿載輸出電流Io(max)=40A；
4）主電路開關頻率fs=50kHz；
5）死區(qū)時間td=200ns；
6）變壓器變比n=10∶2；
7）變壓器漏感Llk=2.2μH；
8）主開關管采用IRF530，輸出結電容Coss=215pF。
根據以上分析，利用式（23）～式（27），輔助諧振支路的參數為
Lrx=50μH，Crx=5μH
圖5，圖6及圖7是該實驗電路滯后臂在開關過程中的開關管電壓vDS和驅動電壓vGS的實驗波形。由圖可見，開關管在全部負載范圍內實現了零電壓開關。
3 結語
本文所討論的改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器不僅保持了全橋移相PWM電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單的優(yōu)點，而且保證了滯后臂在全負載范圍內實現零電壓開關。同時，輔助支路是無源的，容易實現且基本上不影響變換器的可靠性。
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