1、引言

開關(guān)電源已成為電網(wǎng)最主要的諧波源之一。為了減小開關(guān)穩(wěn)壓電源對供電電網(wǎng)的污染和對外部電子設(shè)備的干擾，電源中普遍采用了功率因數(shù)校正（power factor correction, PFC）技術(shù)。功率因數(shù)校正技術(shù)的作用是在電網(wǎng)與負(fù)載之間插入校正環(huán)節(jié)，使輸入電流波形逼近輸入電壓波形，以提高功率因數(shù)并限制開關(guān)電源的諧波電流對電網(wǎng)的污染。

由于單一的電壓環(huán)控制系統(tǒng)的特點是結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計方便，但是當(dāng)系統(tǒng)受到某種擾動時，例如，輸入電壓波動、元件參數(shù)變化和負(fù)載突變，系統(tǒng)中的各電氣變量均會發(fā)生變化。而這些變化只有等到輸出電壓發(fā)生變化以后，電壓控制環(huán)才起調(diào)節(jié)作用。因此，在瞬態(tài)過程中，單環(huán)系統(tǒng)的輸出電壓可能會產(chǎn)生較大幅度的波動，甚至造成系統(tǒng)出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象[1][3]。

一般說來，開關(guān)變換器的小信號交流等效電路為二階電路。根據(jù)最優(yōu)控制理論，實現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)控制系統(tǒng)，可以實現(xiàn)動態(tài)響應(yīng)的誤差平方積分指標(biāo)最小[2]。因此，在開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)中取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制理論的[4]。

基于雙環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能的優(yōu)點，本文中，基于功率因數(shù)校正和脈寬調(diào)制穩(wěn)壓變換一體的開關(guān)電源控制芯片UCC38500，設(shè)計了一臺輸出電壓48V，輸出功率300W的功率因數(shù)校正電源樣機(jī)。文中討論了該樣機(jī)的設(shè)計與控制方法，給出了電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的設(shè)計過程。試驗結(jié)果表明，所設(shè)計的樣機(jī)控制電路簡單，運行可靠,性能基本達(dá)到設(shè)計指標(biāo)。

2、工作原理

圖1給出所設(shè)計的樣機(jī)的電路原理框圖。前級采用Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的PFC電路，在實現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時把輸入電壓提升到直流385V；后級為應(yīng)用雙管正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的PWM電路，把385V直流母線電壓降低到48V，實現(xiàn)輸入與輸出的電氣隔離。

前級功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)基于平均電流控制原理，采用電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，其中電壓控制環(huán)使Boost電路輸出的直流母線電壓更穩(wěn)定；電流控制環(huán)使輸入電流接近正弦波?？刂七^程如下：經(jīng)取樣的直流母線電壓與基準(zhǔn)電壓信號相比較，通過電壓誤差放大器輸出電壓誤差放大信號。該信號與取樣后的電源正弦半波信號相乘，作為電流誤差放大器的基準(zhǔn)電流信號。被檢測的電感電流，在電壓誤差放大器中與基準(zhǔn)電流相比較，經(jīng)電流誤差放大器后與給定的鋸齒波比較，提供某一數(shù)值的占空比信號，經(jīng)驅(qū)動器輸出驅(qū)動信號，驅(qū)動開關(guān)管，這就形成了電流環(huán)。電流誤差能被迅速而精確地校正，從而保證電流控制精度。

圖1 電路原理框圖

后級DC/DC功率級變換也采用雙閉環(huán)控制方式。電流內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制模式，對開關(guān)電流的峰值進(jìn)行逐個脈沖采樣控制。電壓誤差放大器輸出信號，通過光耦隔離，產(chǎn)生電流參考信號。被采樣電阻檢測的開關(guān)電流與電流參考信號比較，經(jīng)驅(qū)動器輸出兩路隔離的驅(qū)動信號。

3、電路設(shè)計

電路設(shè)計基于UCC38500控制芯片，其PFC與PWM的開關(guān)頻率比為1：1。設(shè)計的主要電路參數(shù)為：輸入電壓，直流母線電壓，電路開關(guān)頻率，功率因數(shù)PF=1，輸出功率P0=300W，輸出電壓V0=48V,前級PFC中電感電流采樣電阻的大小,濾波電容大小為

（1）升壓電感的設(shè)計。

由于磁粉芯材料具有磁導(dǎo)率小，線性度高、飽和磁密大，工作頻率范圍寬。所以廣泛的被用于功率因

數(shù)校正電感的設(shè)計。所以在設(shè)計中電感的型號選用性價比較高的26#鐵粉芯。

2）電流控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。

在平均電流模式中，如果電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的增益太大，就會造成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓的最大值超過鋸齒波的峰值或者說輸出電壓的波形不會與鋸齒波相交，則放大器就工作在飽和的工作狀態(tài)，導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。所以在設(shè)計該系統(tǒng)時，PWM比較器中的兩個輸入信號的斜率滿足文獻(xiàn)[4]中提到的斜坡匹配標(biāo)準(zhǔn)，即：電感電流下降的斜率不能超過鋸齒波上升的斜率。

在Boost-PFC系統(tǒng)中，假定Vm為鋸齒波的峰峰值，本設(shè)計中Vm=4.32V，則電感電流下降的斜率K1，和鋸齒波上升的斜率K2可以分別表示為：

在最壞的情況下，即,故有，當(dāng)K1=K2時即電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的最大增益為：

所以中頻段的增益為：

取電流誤差放大器的穿越頻率為，由于補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在穿越頻率處具有平坦的特性，提供了大于450的相位裕量。所以將零點設(shè)置在處，即，則有

由于Boost系統(tǒng)在穿越頻率處含有右半平面的零點[1]，所以高頻極點設(shè)置在開關(guān)頻率處。所以前級PFC的開環(huán)傳遞函數(shù)[1]為：

運用MATLAB仿真，仿真結(jié)果見圖2（b）。可見，穿越頻率為8.63kHz，相位裕量為57°。所以補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計是合理的。

(a) 電流誤差放大器結(jié)構(gòu)圖                       (b) 幅頻特性和相頻特性

                             圖2 電流誤差放大器

為了使補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的中頻段有足夠的帶寬，以增加相位裕量，?。?a href="http://www.bioacme.com.cn/21ic_image/power/file/200903/d357d8fa5a847613fe936dab317a20ef.gif" target="_blank">。所以根據(jù)上面的計算公式得出：，，

3）電壓控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。

圖3示出電壓誤差放大器的電路結(jié)構(gòu)圖。芯片內(nèi)部本身提供基準(zhǔn)，由于上的紋波是輸入電壓的二次諧波（100Hz），所以電壓外環(huán)的帶寬要求遠(yuǎn)小于100Hz的正弦半波頻率，電壓控制環(huán)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的有效設(shè)計不僅有助于系統(tǒng)的穩(wěn)定，而且可以減小直流母線電壓上的紋波在總諧波畸變中的比重[5]。

文獻(xiàn)[6]中提到，輸出直流母線上的紋波電壓的峰值為：

假定電壓環(huán)對總諧波畸變的比重為0.75%，所以電壓誤差放大器的增益為：

圖3 電壓誤差放大器結(jié)構(gòu)圖

所以：

3.2 后級DC/DC設(shè)計

由圖1可見，后級DC/DC變換的主電路采用雙管正激變換電路。采用峰值電流控制模式，其主要優(yōu)點是具有良好的動態(tài)特性，同時實現(xiàn)降低功率損耗的目的。DC/DC變換采用后沿觸發(fā)的、同步于Boost和PWM電路中功率開關(guān)最小重疊時間的調(diào)制器，減小輸出端濾波電容上的紋波電流[4]。

相比于平均電流模式，峰值電流模式有可能會產(chǎn)生次諧波振蕩，因此需要在電流誤差放大器的輸入端加入斜坡補(bǔ)償信號[1]。

在本設(shè)計中斜坡補(bǔ)償信號取自芯片內(nèi)部的振蕩器。圖4示出本設(shè)計的斜坡補(bǔ)償方法。

圖4 斜坡補(bǔ)償方法

電流誤差放大器和電壓誤差放大器的設(shè)計與前級PFC電路的設(shè)計基本類似。電流內(nèi)環(huán)由采樣電阻得到峰值電流信號；電壓外環(huán)亦采用常規(guī)零、極點補(bǔ)償，電壓外環(huán)帶寬取為1kHz。實現(xiàn)較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)效果。

4 試驗結(jié)果與結(jié)論

對本文設(shè)計的樣機(jī)進(jìn)行了實驗研究，其中交流輸入電壓。圖5(a)給出了PFC電路開關(guān)管的驅(qū)動電壓和漏源電壓波形。圖5(b)給出了滿載時電網(wǎng)測電壓與電網(wǎng)測電流的波形（電流的采樣通過在輸入端串聯(lián)電阻，為采樣電阻上的電壓波形）。

圖6(a)給出后級DC/DC功率級雙管正激開關(guān)管的漏源電壓。圖6(b)給出高頻變壓器一次測電壓波形。圖6(c)給出DC/DC級輸出電壓波形。

(a) 雙管正激開關(guān)管波形 

  (b) 高頻變壓器一次測電壓波形

(c) DC/DC級輸出電壓波形

圖6 雙管正激開關(guān)管、高頻變壓器一次測電壓和DC/DC級輸出電壓波形

實驗結(jié)果表明，本文所設(shè)計的基于雙閉環(huán)控制策略的功率因數(shù)校正電源，其性能指標(biāo)達(dá)到設(shè)計要求，控制電路設(shè)計明顯簡化。基于復(fù)合控制芯片的卓越控制能力和極低的價位為提高中小功率的開關(guān)電源的功率因數(shù)，抑制諧波污染，實現(xiàn)綠色用電革命，開辟了新前景。