由于傳統(tǒng)開關電源存在對電網造成諧波污染以及工作效率低等問題，因此目前國內外各類開關電源研究機構正努力尋求運用各種高新技術改善電源性能[1]。其中，在開關電源設計中通過功率因數校正PFC（Power Factor Correction)技術降低電磁污染及利用同步整流技術提高效率的研發(fā)途徑尤其受到重視。參考文獻[2-3]專題研討了有源功率因數校正（APFC）技術；參考文獻[4]綜述了單相并聯式技術的最新發(fā)展；參考文獻[5-6]分別優(yōu)化設計了帶負載電流反饋、并聯式PFC芯片的AC/DC變換器和升壓式PFC變換器，但所設計的電源效率及功率因數分別在85%和90%以下，其性能還有待進一步提高。

本文設計并制作了一種高效低電磁污染的開關電源樣機。測試結果表明，該電源具有優(yōu)良的動態(tài)性能、較高的功率因數和工作效率，且控制簡單，故具有一定的實際應用價值。

1 開關電源設計方案

開關電源的結構如圖1所示，它主要由220V交流電壓整流及濾波電路、功率因數校正電路、DC/DC變換器三大部分組成。

220V交流電經整流供給功率因數校正電路，采用Boost型PFC來提高電源的輸入功率因數，同時降低了諧波電流，從而減小了諧波污染。PFC的輸出為一直流電壓UC，通過DC/DC變換可將該電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。

從圖中可以看出，本電源系統(tǒng)設計的關鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數校正電路，使輸入電流受輸入電壓嚴格控制，以實現更高的功率因數。同時設計中還采用同步整流技術以減少整流損耗，提高DC/DC變換效率。選用反激式準諧振DC/DC變換器，既能增強對輸入電壓變化的適應能力，又可以降低工作損耗。

為保證開關電源的性能，電源實際制作時還附加了一些電路：(1)保護電路。防止負載本身的過壓、過流或短路；(2)軟啟動控制電路。它能保證電源穩(wěn)定、可靠且有序地工作，防止啟動時電壓電流過沖；(3)浪涌吸收電路。防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過高及高頻輻射和高次諧波的產生。

2 開關電源主要器件選擇

2.1 APFC芯片及控制方案

電源中功率因數校正電路以Infineon（英飛凌）公司生產的TDA4863芯片為核心，電路如圖2所示。開關管VT1選用增強型MOSFET。具體控制方案為：從負載側A點反饋取樣，引入雙閉環(huán)電壓串聯負反饋，以穩(wěn)定DC/DC變換器的輸入電壓和整個系統(tǒng)的輸出電壓。

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2.2 準諧振DC/DC變換器

DC/DC變換器的類型有多種[7]，為了保證用電安全，本設計方案選為隔離式。隔離式DC/DC變換形式又可進一步細分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中，半橋式、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場合，其激勵電路復雜，實現起來較困難；而正激式和反激式電路則簡單易行，但由于反激式比正激式更適應輸入電壓有變化的情況，且本電源系統(tǒng)中PFC輸出電壓會發(fā)生較大的變化，故本設計中的UC/UO變換采用反激方式，有利于確保輸出電壓穩(wěn)定不變。

本設計采用ONSMEI(安森美)準諧振型PWM驅動芯片NCP1207，它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時開通，改善了開通方式，減小了開通損耗。

圖3是利用NCP1207芯片設計的DC/DC反激式變換器電路，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO，一路直接接變壓器初級線圈L1，另一路經電阻R3接到NCP1207高壓端8腳，使電路起振，形成軟啟動電路；NCP1207的5腳輸出驅動脈沖開通開關管VT，L1存儲能量，當驅動關閉時，線圈L2和L3釋放能量，次級經整流濾波后供電給負載，輔助線圈釋放能量，一部分經整流濾波供電給VCC，形成自舉電路，另一部分經電阻R1和R2分壓后送到NCP1207的1腳，來判斷VT軟開通時刻；光耦P1反饋來自輸出電壓的信號，經電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入NCP1207的2腳，以調節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定，此為電壓反饋環(huán)節(jié)。電阻R6取樣主電流信號，經串聯電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入NCP1207的3腳，此為電流反饋環(huán)節(jié)。

2.3 同步整流管

電源系統(tǒng)采用電流驅動同步整流技術[8]，基本思路是通過使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側的整流二極管工作，以最大限度地降低整流損耗，即通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅動信號，VT1在流過正向電流時導通，而當流過自身的電流為零時關斷，使反相電流不能流過VT1，故MOSFET與整流二極管一樣只能單向導通。

選擇同步整流管主要是考慮管子的通態(tài)電流要大，通態(tài)電阻小，反向耐壓足夠大（應按24V時變壓器次級變換反向電壓計　算），且寄生二極管反向恢復時間要短。經對實際電路的分析計算，選用ONSEMI公司生產的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓100V，通態(tài)電流為100A，通態(tài)電阻為11MΩ，反向恢復時間為145ns，開通延遲時間和關斷延遲時間分別為48ns和186ns，能滿足系統(tǒng)工作要求。

3 降耗及降電磁污染的手段

3.1 降耗措施

(1)利用TDA4863芯片優(yōu)越性能

TDA4863的性能特點是：當輸入電壓較高時，片內APFC電路從電網中吸取較多的功率；反之，當輸入電壓較低時則吸收較少的功率，這就抑制了產生諧波電流，使功率因數接近單位功率因數；片內還包含有源濾波電路，能濾除因輸出電壓脈動而產生的諧波電流；芯片的微電流工作條件也降低了元器件的損耗。[!--empirenews.page--]

(2)電壓電流雙閉環(huán)反饋

因整機系統(tǒng)形成雙閉環(huán)系統(tǒng)，DC/DC變換器輸出穩(wěn)定電壓時既增大了輸入電阻又減小輸出電阻，達到了閉環(huán)控制的目的。變換器在較大功率時呈現同步整流方式，較小功率時開關管、整流管均為零電壓開通，同步整流或零電壓開通都極大地降低了管耗。

3.2 降低電磁污染措施

(1)交流側設置電磁干擾（EMI）濾波器

設置EMI濾波器的目的是抑制電源線上傳導的高頻干擾，同時防止電源裝置產生的諧波污染電網。

(2)直流側安裝濾波電容器

在整流橋的兩端并聯了四只濾波電容器，可削弱整流部分對系統(tǒng)工作的影響。

(3)優(yōu)化元器件布局減小連線距離

在一次整流回路中將二極管與變壓器接近，而在二次整流回路中將二極管與變壓器和輸出電容都設置得比較靠近。

(4)合理接地

一方面為降低接地阻抗、消除分布電容的影響，安裝時將需要接地部分就近接到該端；另一方面分別將低頻電路、高頻電路和功率電路的公共端單獨連接后，再接到參考地端。

4 樣機測試結果分析

4.1 整流橋和開關管測試波形

采用泰克（Tektronix）示波器TDS5034B對實驗電路進行測試，圖4是后級DC/DC變換器負載為12V/1.53A及24V/1.70A時的波形。其中，udr和ud分別為開關管VT1驅動電壓及其漏極電壓，u5為TDA4863的5腳電壓，即電感零電流檢測電壓，ui為整流橋正弦半波輸出電壓。由圖可知，ud幅值因為鉗位而基本不變，呈高頻矩形波；u5的包絡線顯現出電感平均電流波形接近于正弦波形。當ui為谷點時振蕩頻率f0明顯降低，因此時電流基準信號也處于低谷，且輸出功率一定時很小的峰值電流無法使u5升高；在ui峰值附近f0也較低，因為電流基準信號亦處于峰值附近，電感電流峰值和輸出功率都較大，但因輸出平均功率一定，故f0降低。

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4.2 不同輸入交流電壓時的開關管電壓波形

圖5是負載為12V/1.1A、24V/3.2A時，不同的ui下實測的開關管VT1漏極電壓ud的波形。由圖可知，當ui在90V～150V低壓段時，ud為252V，并保持不變；當ui在210V～260V高壓段時，ud一直保持382V不變。由此說明，電源系統(tǒng)實現了輸出電壓跟隨輸入交流電壓變化的目標。

4.3 輸出紋波電壓波形

圖6為APFC的輸出高頻和低頻紋波電壓。由圖可知，高頻紋波電壓約為3V左右，低頻紋波頻率為100Hz時，波動電壓約為10V。因后級為反激式DC/DC變換器，故對輸出電壓無影響。

4.4 開關電源主要項目測試數據

不同負載和輸入交流電壓下測試的實驗數據如表1所示，表中，Ui、Ii；UO、IO；Pi、PO分別表示整個電源系統(tǒng)的交流輸入電壓、輸入電流；輸出電壓、輸出電流；輸入功率、輸出功率。樣機功率因數cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析儀測試得到。具體測試情況是：電源系統(tǒng)未啟動時，cosΦ只有0.625左右，但當系統(tǒng)工作后，cosΦ逐漸升高并達到0.952以上，峰值點可達0.989，可見電源系統(tǒng)對功率因數的提升是明顯的。

本文所設計的反激式開關電源與普通開關電源相比，具有更低的功耗和電磁污染，而且對樣機實測的功率因素cosΦ高于0.95；在輸出端電壓分別為12V和24V時，對應系統(tǒng)輸出紋波電壓實測約為104mV和185mV；THD值低至3.75%以下，符合EMI國家標準，整個電源系統(tǒng)的效率范圍為85.8%≤η≤87.9%。因此，所設計的開關電源具有較高的實際應用價值，可以將其應用于各種中小功率的電子設備中。