0    引言

    目前，對低壓大電流輸出變換器的研究已經(jīng)成為重要的課題之一，如何提高這類變換器的效率是研究的重點(diǎn)。在傳統(tǒng)的DC/DC變換器中，對于低的輸出電壓，即使采用通態(tài)電壓只有0.5V的肖特基二極管作為輸出的整流器件，其輸出壓降造成的損耗亦相當(dāng)可觀。同步整流技術(shù)可有效減小整流損耗，適合同步整流技術(shù)的拓?fù)溆卸喾N形式，其中，采用同步整流的不對稱半橋變換器具有顯著優(yōu)勢，下面將對該變換器的工作原理，同步整流驅(qū)動方式的選擇以及同步整流管損耗作詳盡的分析。

1    不對稱半橋變換器

    不對稱半橋DC/DC變換器是一種采用互補(bǔ)控制技術(shù)的變換器，與對稱半橋變換器不同，該變換器兩個主開關(guān)管的導(dǎo)通時間不相等，而是互補(bǔ)的，“不對稱”由此而來。相對于其他電路拓?fù)?，不對稱半橋DC/DC變換器具有眾多優(yōu)點(diǎn)，諸如實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)；開關(guān)電壓應(yīng)力??；結(jié)構(gòu)簡單，所用元器件少；由于變壓器副邊是中心抽頭型，輸出濾波電感較小。將同步整流技術(shù)與不對稱半橋變換器結(jié)合使用，可使變換器適合高頻工作，并能獲得很高效率。

    不對稱半橋DC/DC變換器如圖1所示。圖中，S1及S2為主開關(guān)；D1及C1和D2及C2分別為S1及S2的寄生元器件；n1及n2分別為兩個次級與初級的匝數(shù)比；SR1及SR2為次級同步整流管，其工作方式等效于整流二極管；Lr為變壓器漏感；Lm為勵磁電感，所有的電壓與電流已在圖中標(biāo)出。

圖1    不對稱半橋DC/DC變換器

    為了簡化分析，作如下假設(shè)：

    1）濾波電感足夠大，工作于電流連續(xù)模式；

    2）變壓器勵磁電感和漏感都折算到原邊；

    3）開關(guān)寄生電容為常量，不隨電壓變化；

    4）所有開關(guān)管和二極管都是理想的；

    5）電容Cp上的電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)保持不變。

1.1    工作原理

    設(shè)占空比為D，開關(guān)周期為T，S1在DT時間內(nèi)導(dǎo)通。一個開關(guān)周期內(nèi)S2上的平均電壓為DVin，由于變壓器的平均電壓為零，因此Cp上的電壓也為DVin，可將變換器的工作過程分為4個階段，圖2為主要的電壓電流波形。

圖2    主要的電壓電流波形

    階段1〔ta～tb〕    主開關(guān)管S1開通，S2關(guān)斷。此時勵磁電流im以Vm/Lm的速率增加，p點(diǎn)電壓vp=Vin(1－D)；圖中it=n1iSR1－n2iSR2為變壓器次級繞組反射到初級的電流，流過初級繞組的電流ip=im＋it；

    階段2〔tb～tc〕    主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷，S2的ZVS過程開始；

    階段3〔tc～td〕    主開關(guān)管S2開通，S1關(guān)斷。此時勵磁電流以|Vm|/Lm的速率減小，p點(diǎn)電壓vp=－VinD；

    階段4〔td～te〕    主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷，S1的ZVS過程開始。

1.2    ZVS分析

    S1和S2的ZVS過程是相似的，所以，這里只對S2的ZVS過程作分析，該過程〔tb～tc〕也有4個工作模態(tài)。

    模態(tài)1    圖1中主開關(guān)管S1關(guān)斷，此時S2，D1，D2和SR2都處于關(guān)斷狀態(tài)，僅SR1導(dǎo)通。電容C2放電，電壓線性下降；C1充電，電壓線性上升。p點(diǎn)電壓vp線性下降，m點(diǎn)電壓vm也線性下降，由于電壓vm仍然是正向的，因而im繼續(xù)增大，但速率會下降。當(dāng)vp減小到零時，im增大到最大值，整流管SR2導(dǎo)通，此工作模態(tài)結(jié)束。如圖3(a)所示。

    模態(tài)2    整流管SR1及SR2導(dǎo)通，S1，S2，D1，D2關(guān)斷。此時，電容C1及C2和漏感Lr開始諧振，C2上的電壓繼續(xù)下降，vp轉(zhuǎn)為負(fù)值。由于SR1及SR2導(dǎo)通，vm和vf為零，勵磁電流im保持不變。在次級，iSR2增大，同時iSR1減小，因而it=n1iSR1－n2iSR2下降。當(dāng)it下降到零時，此模態(tài)結(jié)束。如圖3(b)所示。

    模態(tài)3    SR1及SR2仍導(dǎo)通，S1，S2，D1，D2仍關(guān)斷，電容C1及C2和漏感Lr繼續(xù)諧振。此時it已經(jīng)換向，當(dāng)C2上電壓下降為零時，D2導(dǎo)通，該模態(tài)結(jié)束。此時導(dǎo)通S2，S2為零電壓開通。如圖3(c)所示。

    模態(tài)4    S2，D2，SR1，SR2導(dǎo)通，S1及D1關(guān)斷。此時漏感上電壓為－VinD，ip線性下降，it反向增大，當(dāng)it反向增大到n2iSR2時，SR1關(guān)斷。如圖3(d)所示。

（a）    模態(tài)1

（b）    模態(tài)2

（c）    模態(tài)3

（d）    模態(tài)4

圖3    S2的ZVS過程 [!--empirenews.page--]

2    同步整流管驅(qū)動方式的選擇

    同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是使用導(dǎo)通壓降較低的MOSFET代替二極管整流，這樣就存在MOSFET的驅(qū)動問題,下面將對適合于不對稱半橋同步整流變換器的驅(qū)動方式進(jìn)行討論。

    同步整流技術(shù)按其驅(qū)動信號類型可以分為電流驅(qū)動型和電壓驅(qū)動型，選擇何種驅(qū)動方式直接影響變換器的效率和復(fù)雜程度。

2.1    電流型驅(qū)動

電流驅(qū)動同步整流是通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動信號，由于檢測電流而造成的功率損耗很大，而且它不可避免要將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，增加了成本，性價比低，在這里不作討論。

2.2    電壓型驅(qū)動

    同步整流的電壓驅(qū)動又分為自驅(qū)動，外驅(qū)動（控制驅(qū)動）和混合驅(qū)動3種。

    圖4(a)所示的是采用自驅(qū)動同步整流的不對稱半橋DC/DC變換器[5]。該電路不需要附加驅(qū)動電路，結(jié)構(gòu)簡單。但缺點(diǎn)是兩個MOSFET的驅(qū)動時序不夠精確，MOSFET不能在整個周期內(nèi)代替二極管整流，使得負(fù)載電流流經(jīng)寄生二極管的時間較長，造成了較大的損耗，限制了效率的提高。而且當(dāng)輸出電壓很低時，次級繞組輸出端電壓也會相應(yīng)降低，無法起到完全驅(qū)動同步整流管的作用。

    電壓型外驅(qū)動，又稱為控制驅(qū)動，使用外驅(qū)動的不對稱半橋同步整流器的電路如圖4(b)所示。為了實(shí)現(xiàn)驅(qū)動同步，附加驅(qū)動電路須由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動信號控制,通常使用電壓型控制驅(qū)動方法能使電源的效率達(dá)到最高，但是缺點(diǎn)是驅(qū)動電路過于復(fù)雜。

    電壓型混合驅(qū)動是一種新的方法，使用混合驅(qū)動的不對稱半橋同步整流變換器，如圖4(c)所示，這種方法既能按較精確的時序給出驅(qū)動電壓信號，同時其附加的驅(qū)動電路也較外驅(qū)動簡單，所以，已被普遍接受應(yīng)用于各種拓?fù)渲小?/p>

（a）    自驅(qū)動型同步整流變換器

（b）    外驅(qū)動型同步整流變換器

（c）    混合驅(qū)動型同步整流變換器

圖4    三種電壓型驅(qū)動方式

    綜合比較這3種電壓型驅(qū)動方式可得知，在不對稱半橋同步整流變換器中最好的選擇是采用電壓混合型驅(qū)動。這樣不僅可使變換器達(dá)到高效率，而且驅(qū)動電路簡單，容易控制。

3    同步整流管損耗分析

    在不對稱半橋變換器中采用同步整流技術(shù)的主要目的是降低整流損耗，提高變換器效率，所以，有必要對變換器中同步整流管的損耗作一下簡要分析。

    MOSFET模型如圖5所示，其中Rdson為導(dǎo)通電阻，Cgs及Cds和Cgd為MOSFET的寄生電容，其值是非線性的，與MOSFET上所施加的電壓有關(guān)。在本文中為了簡化分析，認(rèn)為寄生電容值是不變的。

圖5    MOSFET模型

    以圖4(a)所示的自驅(qū)動型同步整流變換器為例，理想的電壓和電流波形如圖6所示。同步整流管總的損耗PLOSS為

    PLOSS=PSR1CON＋PSR2CON＋PSR1SW＋PSR2SW＋PD3CON＋PD4CON（1）

式中：PSR1CON及PSR2CON為兩個同步整流管的導(dǎo)通損耗；

      PSR1SW及PSR2SW為兩個同步整流管的開關(guān)損耗；

      PD3CON及PD4CON為兩個同步整流管的體二極管的導(dǎo)通損耗。

圖6    理想的電壓和電流波形

3.1    同步整流管的導(dǎo)通損耗

    SR1的導(dǎo)通損耗為

    PSR1CON=Io2Rdson1(1－D－tz/T)（2）

式中：Io為輸出電流；

      Rdson1為S1的通態(tài)電阻。

    SR2的導(dǎo)通損耗為

    PSR2CON=Io2Rdson2(D－ty/T)（3） [!--empirenews.page--]式中：Rdson2為S2的通態(tài)電阻。

    因此，總的導(dǎo)通損耗PCON為

    PCON=PSR1CON＋PSR2CON=Io2Rdson1(1－D－tz/T)＋I(xiàn)o2Rdson2(D－ty/T)（4）

3.2    同步整流管的開關(guān)損耗

    假設(shè)所有寄生電容為線性，整流管SR1的開關(guān)損耗為

    PSR1SW=PSR1Ced＋PSR1Cgs＋PSR1Cds（5）

    PSR1Cgs=fCgs(2VinD/n)2（6）

式中：Vin為輸入電壓；

      f為開關(guān)頻率；

      n=1/n1=1/n2為初級與次級的匝數(shù)比。

    PSR1Cds=fCds[2Vin(1－D)/n]2（7）

    PSR1Cgd=fCgdp(2VinD/n)2＋fCgdn[2Vin(1－D)/n]2（8）

    同樣地，SR2的開關(guān)損耗為

    PSR2SW=PSR2Cgs＋PSR2Cgd＋PSR2Cds（9）

    PSR2Cgs=fCgs[2Vin(1－D)/n]2（10）

    PSR2Cds=fCds(2VinD/n)2（11）

    PSR2Cgd=fCgdp[2Vin(1－D)/n]2＋fCgdn(2VinD/n)2（12）

式中：Cgdp為vgd>0時的Cgd；

      Cgdn為vgd<0時的Cgd。

    因此，同步整流管總的開關(guān)損耗PSW為

    PSW=PSR1SW＋PSR2SW=4fVin2CTOT(2D2－2D＋1)/n2（13）

式中：CTOT=Cgs＋Cds＋Cgdp＋Cgdn為所有寄生電容之和。

3.3    同步整流管體二極管的導(dǎo)通損耗

    兩個體二極管的導(dǎo)通損耗PDCON為

    PDCON=PD3CON＋PD4CON=(ty＋tz)IoVD/T(14)

式中：VD為體二極管的通態(tài)電壓。

    將式（4），式（13），式（14）相加就是圖3(a)中變換器總的整流損耗PLOSS。通過以上分析，可以看出變換器的整流損耗與以下參數(shù)有關(guān)，即輸出電流Io；輸入電壓Vin；開關(guān)頻率f；漏感Lr；MOSFET自身參數(shù)值。在這些影響因素中，漏感Lr的選擇至關(guān)重要。顯然，Lr越大，損耗越大，因此，為了提高效率，Lr應(yīng)盡可能小。但是，同時又要保證Lr足夠大，以實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS，所以，在選擇Lr的值時，要綜合考慮兩方面的影響，使變換器的性能最優(yōu)。

4    結(jié)語

    不對稱半橋DC/DC變換器是一種能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的變換器，與其它拓?fù)湎啾龋哂泻芏鄡?yōu)點(diǎn)。本文對同步整流技術(shù)在不對稱半橋變換器中的應(yīng)用，從電路工作原理到同步整流驅(qū)動方式的選擇作了全面的介紹，并在此基礎(chǔ)上，分析了變換器的整流損耗，使對影響整流損耗的參數(shù)有了全面的認(rèn)識。