0 引言

　　隨著電子產(chǎn)品向小型化、便攜化的趨勢發(fā)展，單片集成的高效、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛應用。在許多電源管理IC中都用到了電流檢測電路。

      在電流模式PWM控制DC-DC變換器中，

　　式中：μ為溝道載流子遷移率;Cox為單位面積的柵電容;VTH為MOSFET的開啟電壓。

　　如圖1所示，已知MOSFET的等效電阻，可以通過檢測MOSFET漏源之間的電壓來檢測開關電流。

　　這種技術理論上很完美，它沒有引入任何額外的功率損耗，不會影響芯片的效率，因而很實用。但是這種技術存在檢測精度太低的致命缺點：

　　(1)MOSFET的RDS本身就是非線性的。

　　(2)無論是芯片內(nèi)部還是外部的MOSFET，其RDS受μ，Cox，VTH影響很大。

　　(3)MOSFET的RDS隨溫度呈指數(shù)規(guī)律變化(27～100℃變化量為35%)。

　　可看出，這種檢測技術受工藝、溫度的影響很大，其誤差在-50%～+100%。但是因為該電流檢測電路簡單，且沒有任何額外的功耗，故可以用在對電流檢測精度不高的情況下，如DC-DC穩(wěn)壓器的過流保護。

　　1.2 使用檢測場效應晶體管(SENSEFET)

　　這種電流檢測技術在實際的工程應用中較為普遍。它的設計思想是：如圖2在功率MOSFET兩端并聯(lián)一個電流檢測FET，檢測FET的有效寬度W明顯比功率MOSFET要小很多。功率MOSFET的有效寬度W應是檢測FET的100倍以上(假設兩者的有效長度相等，下同)，以此來保證檢測FET所帶來的額外功率損耗盡可能的小。節(jié)點S和M的電流應該相等，以此來避免由于FET溝道長度效應所引起的電流鏡像不準確。

　　在節(jié)點S和M電位相等的情況下，流過檢測FET的電流，IS為功率MOSFET電流IM的1/N(N為功率FET和檢測FET的寬度之比)，IS的值即可反映IM的大小。

　　1.3 檢測場效應晶體管和檢測電阻相結(jié)合

　　如圖3所示，這種檢測技術是上一種的改進形式，只不過它的檢測器件不是FET而是小電阻。在這種檢測電路中檢測小電阻的阻值相對來說比檢測FET的RDS要精確很多，其檢測精度也相對來說要高些，而且無需專門電路來保證功率FET和檢測FET漏端的電壓相等，降低了設計難度，但是其代價就是檢測小電阻所帶來的額外功率損耗比第一種檢測技術的1/N2還要小(N為功率FET和檢測FET的寬度之比)。

　　此技術的缺點在于，由于M1，M3的VDS不相等(考慮VDS對IDS的影響)，IM與IS之比并不嚴格等于N，但這個偏差相對來說是很小的，在工程中N應盡可能的大，RSENSE應盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負載應用環(huán)境中，就可以采用這種檢測技術。

　　2 新型的電流檢測方法

　　在圖4中，N_DRV為BUCK穩(wěn)壓器的同步管柵極驅(qū)動信號，N_DRV_DC為N_DRV經(jīng)過1個三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量，并且該直流分量為比較器的一端輸入，比較器的另一端輸入為一基準電壓值BIAS,，比較器的輸出LA28(數(shù)字信號，輸出到芯片的控制邏輯)為DC-DC負載電流狀態(tài)檢測信號。

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該電流檢測電路的作用如下：

　　在一個穩(wěn)壓器芯片中，既包括一個DC-DC(BLYCK)，又包括一個LDO，中載和重載時工作于PWM模式，輕載時(約為3 mA以下)工作于LD0下，而本文提出電流檢測電路的作用是：當其負載電流小于一定值時(此時開關穩(wěn)壓器處于DCM模式下)，LA28電平跳遍，實現(xiàn)PWM模式向LD0模式的模式切換。

　　這里需要注意的是，如果對輸出負載電流直接進行檢測或是通過將電感電流取平均值的方式來檢測輸出負載電流，則將會帶來電路實現(xiàn)上的困難。而在此提出的這種檢測方法卻不存在這個問題。

　　該架構(gòu)圖是DC-DC負載電流狀態(tài)檢測電路的等效圖。其作用是當DC-DC負載電流低于3 mA時，其輸出信號LA28由高變低，從而實現(xiàn)PWM模式向LD0的切換。它的基本原理是利用DCM模式下(當負載電流為3 mA時，DC-DC處于DCM模式下)負載電流與開關管柵極驅(qū)動信號N_DRV的關系，通過檢測N_DRV來監(jiān)控輸出負載電流的變化，從而實現(xiàn)當負載電流低于3 mA時PWM模式向LDO的切換。

　　下面將用圖5來說明該電路檢測負載電流的原理。

　　圖5是DCM模式下電感電流IL與同步管柵極驅(qū)動信號N_DRV的波形圖。

　　在該圖中，電感電流的上升斜率為

，而下降斜率為

，則有：

且

　　此時：

　　又由于每個周期通過電感輸出到負載的電荷量是不變的，故有

。其中：T為開關周期;IOUT為輸出負載電流。

　　從上面幾式得：

　　故有：

　　現(xiàn)在再來分析圖4，在頻域內(nèi)，從N_DRV到N_DRV_DC的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：

　　故圖4中的R與C組成的網(wǎng)絡是1個三階的RC低通濾波器。下面計算N_DRV_DC，從t=O接入脈寬為△T，周期為T的周期性矩形脈沖信號N_DRV，其復頻域的象函數(shù)為

。

　　故N_DRV_DC的象函數(shù)為：

　　需要注意的是，在設計三階RC低通濾波器時，其帶寬應設置得遠小于DC-DC的振蕩器頻率(即N_DRV的頻率)，以保證很好地濾出N_DRV中的高頻分量;但也不宜設置得太小，否則所使用的電阻和電容將會比較大。

　　當DC-DC負載電流減小，N_DRV_DC也會減小，若減小至N_DRV_DC=BIAS3時，比較器開始由高變低，芯片將從PWM模式進入LD0模式。設此時的負載電流為ILDO(ON)，則：

　　即：

　　聯(lián)立式(1)和式(2)得：

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由上式可知，DC-DC向LDO的切換閾值ILDO(ON)與電感值L成反比。

　　最終的電流檢測實現(xiàn)電路如圖6所示。由于該電路原理比較簡單，分析從略。

　　3 仿真結(jié)果數(shù)據(jù)

　　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)如表l所示。TA=25℃，L=2.2μH。

　　4 結(jié)語

　　提出了一種開關穩(wěn)壓器電流檢測的新方法，通過檢測DCM模式下同步管柵極驅(qū)動信號，實現(xiàn)對輸出負載電流的檢測，從而得出芯片從PWM模式向LDO模式的切換。由此解決了通過檢測電感平均電流而使的電路實現(xiàn)的困難。經(jīng)過HSpice仿真驗證，其僅消耗5μA的靜態(tài)電流。該種檢測方法主要適用于需要對開關穩(wěn)壓器的DCM模式下負載電流進行檢測的場合。