正激式結構相對于其它兩者結構最簡單，而且適用于低壓大電流的情況。與源于Buck 變換器的正激變換器類似，中心抽頭式結構是應用于推挽、全橋或半橋等雙端變壓隔離器的Buck 型變換器。由于其輸出濾波電感的電壓頻率是功率開關管的兩倍，所以在同樣條件下中心抽頭式所需要的濾波電感值明顯小于正激式的。

　　倍流整流結構不是源于Buck 變換器，但也起降壓作用。其基本工作原理如圖3 所示：當變壓器的次級電壓V _sec為正時，VD1 關斷，電感L1 的電流IL1增大并流經(jīng)負載，VD2 和變壓器次級形成回路，同時電感L2 的電流IL1減小，它流經(jīng)負載和VD2 形成回路；當變壓器次級電壓V _sec為負時，其過程也類似；而當變壓器的次級電壓為零時，則電感L1 和L2的電流分別流經(jīng)VD1 和VD2 形成回路，即VD1 和VD2 同時導通。因此，雖然其濾波電感頻率與其功率主開關的相同，但是由于兩個濾波電感的紋波電流互相抵消了一部分（ i11 + i12） ,其輸出濾波電容的紋波電流減小了，因此在倍流型結構中所需要的濾波電容比正激式的小得多。

　　由圖1b 可以看出，在每個開關周期內(nèi)正激式結構的整流管的總導通損耗相當于輸出濾波電感電流一個周期內(nèi)流過一個整流管的損耗；在中心抽頭或者倍流型結構中，由于雙端變換器的變壓器次級電壓在功率開關管的死區(qū)內(nèi)為零，所以其兩個整流管在死區(qū)時間內(nèi)同時導通，兩個整流管中流過的電流均為零，如圖2b 和圖3b 所示，因此，在功率開關管的關斷時間內(nèi)，整流管的總損耗就大大減少了。

　　由圖2a 和圖3a 的對比可知，中心抽頭型和倍流型從元件個數(shù)和結構的復雜性都是差不多的，但在大電流的情況下，倍流型次級結構的性能更好。

　　可從以下幾點來說明： ①倍流型結構的電感電流和變壓器次級的電流只是中心抽頭型結構電流的一半，因而其導通損耗比中心抽頭的要??； ②倍流結構使大電流的電路相互連接數(shù)目最少，這就簡化了次級的布線，并因此減少了與布線有關的損耗； ③倍流結構中的變壓器和濾波電感可以公用一個磁芯，簡化了元件的包裝和減小了體積。

　　2. 2. 3  變壓器次級3 種結構的優(yōu)選。

　　從以上分析可知，反激式的初級拓撲和中心抽頭型的次級結構相對來說有很多不足。經(jīng)過優(yōu)選，適用于低壓大電流的降壓型初級拓撲有正激式、推挽式和橋式，而在次級整流拓撲中，正激式和倍流式兩種更為適用于低壓大電流。但是，推挽式和橋式等雙端結構的初級拓撲顯然不能和正激式的次級拓撲組合；而且，非對稱的正激式初級結構雖然可以和倍流整流式的次級結構組合，但效果并不理想。

　　所以，可得出的優(yōu)選拓撲組合是： ①初級正激式與次級正激式的組合； ②橋式與倍流式的組合； ③推挽式與倍流整流式的組合。即正激式變換器和帶中心抽頭的橋式變換器以及推挽正激式變換器。

　　3  正激式變換器

　　如圖4 所示，正激式變換器的優(yōu)點主要在于結構簡單、次級紋波電流明顯衰減，紋波電壓低、功率開關管峰值電流較低、并聯(lián)工作容易、可以自動平衡、屬降壓型變換器。因此，它是最早應用于低壓大電流的變換器。但其缺點也很明顯： ①需要一個額外的磁復位電路來避免變壓器的磁飽和； ②對變壓器的設計要求比較高，要求其漏感小，以減小續(xù)流管在關斷過程中的損耗； ③同步整流中的死區(qū)過大使得其效率減小； ④整流管的體二極管不僅在導通的過程中增加了電路的損耗，而且在關斷過程中，由于其反向恢復特征，也會引起能量損耗，這個損耗與反向恢復電荷、頻率、次級電壓成正比關系。[!--empirenews.page--]

圖4  正激式變換器結構圖

　　以上問題有的已經(jīng)得到很好的解決。正激式變換器在其同步整流的驅動中多采用自驅動方式。比較典型的自驅動方式有3 種電路，如圖5 所示。

圖5  正激式變換器中同步整流管的3 種自驅動方式

（諧振復位、有源鉗位、零電壓多諧振變換器）。

　　另外，為了改善整流管的死區(qū)問題，混合驅動方式采用了的電荷保持技術，此驅動方式也不失為一種好的驅動方式。

　　在文獻[ 4 ]的實驗中，采用LCD 復位和電荷保持混合驅動方式的正激式變換器在48V 輸入，5V/10A 輸出時，最高效率可達92. 3 %.

　　4  帶倍流整流的橋式變換器

　　對于橋式變換器，以半橋式為例分析其特點。

　　帶倍流整流的橋式變換器是近期提出的一種適用于低壓大電流的拓撲。它雖然不需要額外的磁復位電路，但它在結構上較為復雜。比較圖4 與圖6 可看出，在變壓器初級，它比正激式變換器多了一個開關管和兩個電容；在次級則多了一個電感。相對正激式而言，其主要問題在于： ①必須采取合適的方法來防止磁芯的飽和； ②對于倍流整流電路，其最大的問題在于共態(tài)導通而導致的短路問題，其后果極其嚴重； ③半橋式變換器的兩個MOSFET 也容易出現(xiàn)連通現(xiàn)象而引起短路； ④在開關轉換過程中，高電壓大電流的重疊現(xiàn)象會使電路的效率降低。

圖6  帶倍流整流的半橋式變換器結構圖

　　對于第4 個問題，因為采用開關速度較快的晶體管并不能完全解決問題，必須采用加速關斷技術，并且在開通和關斷時間的配合上進行優(yōu)化，才能使效率進一步提高。前3 個問題是可以得到解決的，例如在變壓器初級串聯(lián)一個適當?shù)碾娙菥涂梢越鉀Q第一個問題；設定一定的死區(qū)，在變壓器次級電壓不為零的時間內(nèi)保證了兩個整流管不同時導通就可以解決第二個問題；設定兩個功率管的死區(qū)，保證其在任意的時間內(nèi)不同時導通就可以解決第3 個問題。

　　這種變換器雖有不足，但其優(yōu)點是明顯的： ①半橋式變換器的變壓器工作于一、三象限，其效率比正激式的高出一半以上； ②它能承受更高的功率，在200~500W 之間； ③它不需要額外的磁復位電路；④次級倍流整流電路相對正激式電路來說，在相同紋波條件下，所需要的濾波電感之和更小，同時其動態(tài)響應速度得到提高； ⑤在同樣的輸出電流下，在初級功率管都關斷的死區(qū)時間內(nèi)，整流管的損耗比正激式的大大減小了。

　　如前所述，當前的研究主要是解決整流管在開關轉換過程中出現(xiàn)的高電壓大電流的重疊現(xiàn)象，對此，驅動方式是至關重要的。圖7 列舉了3 種可行的驅動方式[5 ] .但是，這3 種方式并沒有使開關時間最優(yōu)化。理想的方法是從效率角度考慮，分析電路效率與整流管關斷及功率管開通的時間配合關系曲線，然后再選擇適合的驅動方式。

　　在實驗中[5 ]采用附加繞組驅動方法后，帶倍流整流半橋的變換器在輸入為4 8V ,輸出為1 . 2~1. 65V/ 60~70A 情況下，最大效率超過84. 5 %.

圖7  帶倍流整流的橋式變換器中同步整流管的3 種驅動方式

　　5  推挽-正激式變換器

　　就常規(guī)推挽式結構來說，因功率開關管集電極應力兩倍于輸入電壓，而且其主變壓器的初級利用率亦不如半橋和全橋，其輸出電壓隨輸入電壓和負載變化而變化，故它適合在更低的輸入電壓下工作。在輸入為48V 條件下，其性能不如橋式結構。

　　文獻[ 6 ]提出了新型的推挽正激式的結構，如圖8 所示。這個變換器工作在一、三兩個象限，所以其控制相對簡單并且瞬態(tài)響應速度快。這個變換器也適用于低壓大電流輸出的情況。其整流管的驅動方式與帶倍流整流的橋式結構是相似的。這種變換器在輸入為48V、輸出為1. 2V/ 60A 情況下，最大效率可達83. 6 %以上。

圖8  新型推挽2正激式變換器結構圖

　　6  結束語

　　在各種基本電路拓撲的組合中，適合于低壓大電流輸出的優(yōu)化結構是以上3 種典型變換器拓撲正激式結構、帶倍流整流的橋式結構和推挽2正--激式結構。在所有采用了同步整流技術的低壓大電流變換器中，存在的一個共同問題就是整流管的反向恢復問題。必須結合拓撲、整流管特性和驅動方式等方面對整流管的開關時間進行優(yōu)化，才能使上述問題得到合理解決。