該評估板(圖1)包含有一個0.47uH電感，可以同時提供較高的效率和快速負載暫態(tài)響應。較低的電感值導致較低的效率，較大的電感以暫態(tài)響應為代價提供更高的效率。本文中討論的其他電感(表1)經過選擇可以與評估板的PCB封裝相匹配，并且能以最小的改動(如果需要)來配合評估板的電路。

尺寸考慮

表1中兩個系列的電感提供不同的磁芯尺寸。它們的引腳相同，但是FDV0630系列電感在電路板上要高1mm。較高的高度使得使用較短的銅線成為可能—使用更大的直徑或較少的匝數(shù)，或二者兼具。

0.2uH以及更低的電感表現(xiàn)出很低的效率，因此更小的電感未予考慮。較小的電感值還帶來較大的峰值電流，它必須保持低于MAX8646的最低電流限制以防止失穩(wěn)。另一方面，大于1uH的電感也不合適。評估0.47uH和1uH的電感值將使得這些折衷更加清楚。請注意較大的FDV0630系列電感具有相同的電感值和引腳，但是提供更低的電阻和更高的額定電流。關于電感磁芯的尺寸、材料和磁導率的詳細比較超出了本文的討論范圍，但是電感制造商可以提供很多相關主題的文章。

磁芯的考慮

Toko公司的FDV系列電感采用鐵粉芯，它們提供更好的溫度穩(wěn)定性并且相對于其他可選磁芯成本更低。其他選擇是鉬坡莫合金粉末(MPP)、氣隙鐵氧體以及(例如)鐵硅鋁磁合金(Kool Muu)或高磁通磁環(huán)。鑒于混合鎳、鐵和鉬粉末的成本，MPP通常是最昂貴的選擇。鐵硅鋁磁合金(Kool Mu)是一種次昂貴的復合粉末磁芯。在多數(shù)電源中常見的罐形、E和EI形磁芯為氣隙鐵氧體。這些外形可以在必要時提供靈活性和可變性，但是成本更高。高磁通磁環(huán)通常用于濾波電感而不是電源變換電路。關于電感的更多信息，可以參考：http://www.dzsc.com/product/infomation/318449/2012913153315960.html

性能評估和效率比較

圖1電路中各種電感的效率比較(圖2)顯示，在輸出電流低于2A時1uH電感具有最好的效率，在低于3A時0.2uH的效率最低。在電感量相同時，尺寸較大(FDV0630)直流電阻較低的電感在整個輸出電流范圍內可提供0.5%至1%的效率提升。

對于FDV0620系列的0.47uH和1uH電感，可以注意到在2A附近其效率曲線有一個交叉：2A以下1uH電感具有較高的效率，2A以上0.47uH的效率更高。1uH電感所具有的較大串聯(lián)電阻導致了這種效率的差異。

開關波形的比較

另一種性能折衷(圖3和圖4)可以在電感電流、電感電壓(引腳14至引腳16)和輸出電壓紋波的典型波形中看到。圖3使用電感量較小的FDV0620-0.47uH電感產生較高的峰值電流。輸出電壓紋波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0uH電感(圖4)產生的紋波峰峰值剛超過12mV。峰值電流對輸出電容充電并且提供負載電流。在電容的ESR上會流入和流出較大的電流，這將產生較高的輸出電壓紋波。如果必要，可以通過使用較大的輸出電容來降低該紋波。

負載暫態(tài)的比較

不同的電感提供不同的負載暫態(tài)響應(IC和補償網絡同樣對該響應有貢獻)。MAX8646 IC需要外部補償，但是其他開關穩(wěn)壓器IC包含內部補償，它們通常指定允許的電感值范圍。從另一方講，外部補償允許設計更加靈活。[!--empirenews.page--]

圖5和圖6給出了圖1所示電路在從2A至5A再返回至2A的負載階躍時FDV0620-0.47uH和FDV0620-1uH電感的負載暫態(tài)響應，在圖6中，外部補償經過調整以配合1uH電感值。參考圖1，改變了以下三個元件來達到該目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900，R6 = 316。請注意圖5中的輸出電壓過沖要低于圖6。對于具有相同電感量的DV0620和FDV0630系列，測量到的響應相同。

工作原理

在描述了電感選擇的測量結果之后，我們現(xiàn)在概括其工作原理。下面的等式忽略真實電感的寄生特性，但是它仍可為電感的工作原理提供良好的理解。

高邊MOSFET在電感充電期間(tON)導通，將電感連接至輸入電源電壓。在確定電感值以后，可以用tON = T替換dt，用(VIN- VOUT)替換V，然后計算I (即di)。表2給出了圖1所示電路中(I與本文所討論的電感之間的對應關系。圖1中電路滿足表2參數(shù)的條件是VIN = 3.3V，VOUT = 1.8V，(T = D x T，其中D為占空比(VOUT/VIN)，T為開關周期(1/fS)。

表2. 給定電感值與電感電流變化

di/dt (I/T)的中值等于IOUT，因此峰值電流等于IOUT加I/2?？梢钥吹皆谪撦d電流相同時較小的電感將導致較大的峰值電流。

直流電阻(DCR)

IC和電感的功率損耗可以從效率曲線得到。對于圖2中的FDV0620-0.47uH，輸出電流取1A時效率為92.5%。輸出功率為1A乘以1.8V即1.8W，因此輸入功率為1.8/0.925 = 1.946W?？倱p耗為PIN - POUT = 0.146W。主要的功率損耗來自電感直流電阻、MOSFET RDS(ON) (導通電阻)以及開關損耗。IOUT2 x DCR等于電感的功率損耗。

FDV0620-0.47uH在1A輸出電流時的DCR損耗為8.3mW (見表3)，占總損耗的5.7%。在IOUT = 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W (效率 = POUT/PIN = 88.9%)時，總損耗為PIN - POUT = 0.9W;FDV0620-0.47uH在4A時DCR損耗為132.8mW，占總損耗的14.7%。IOUT2的結果是在較大輸出電流時DCR損耗更大。

表3. DCR引起的功率損耗

導通損耗是電感電流或IOUT、占空比(D)和RDS(ON)的函數(shù)：

PCONDM = ILX2 x RDS(ON) x D高邊導通損耗為：

1A輸出電流時，PCOND = 12 x 0.022 x 1.8V/3.3V = 12mW。

4A輸出電流時，PCOND = 42 x 0.033 x 1.8V/3.3V = 288mW。

低邊導通損耗為：

1A輸出電流時，PCOND = 12 x 0.022 x (1-1.8V/3.3V) = 10mW。

4A輸出電流時，PCOND = 42 x 0.033 x (1-1.8V/3.3V) = 240mW。

1A時RDS(ON)取室溫時測量的典型值，但是大電流時MOSFET工作在較高的溫度。RDS(ON)可以進行調整以適應較高的溫度，因此在4A輸出電流時取33m。

開關損耗

開關損耗發(fā)生在開關打開和關閉的過程中，由MOSFET柵極電容充放電電流引起。在開關打開的瞬間，開關兩端的電壓較高，但是在電壓下降前電流持續(xù)上升。下面的等式可以使用逼近法粗略計算開關的功率損耗：

PSW = uV x IOUT x tSW x fSW其中tSW為開通或關閉時間，fSW為開關頻率。對于1A輸出電流，PSW = u x 3.3V x 1A x 5ns x 1MHz = 8.24mW在本例中無法方便的測量tSW，因為MAX8646的開關內置，它們共享公共連接LX(引腳15至引腳16)。在死區(qū)時間前后，LX端的上升和下降時間大致各為5ns。

上面的功率損耗計算同時適用于開通和關閉。因為本例中LX端的上升和下降時間tSW相同，可以將該數(shù)值乘以4。如果MOSFET外置可以進行測量，然后可以單獨計算得到更精確的結果。對于0.47uH電感，在1A輸出電流時開通和關閉損耗大概各為32.96mW。

結論

在為PWM電壓模式開關穩(wěn)壓器選擇電感時的折衷可以方便的進行確定。較大的電感提供較低的峰值電流和較低的損耗，可以提高效率。較小的電感通常帶來較低的效率，但是在負載變化時提供更快速的響應。另外，類似于電感值，較大的磁芯尺寸可以在電感值相同時提供更低的DCR，較低的DCR可以獲得更好的動態(tài)性能。在任何情況下，在確定最終電路之前都必須經過測試!