通常情況下，設計隔離式DC-DC轉換器時遇到的最大阻礙便是變壓器設計，設計者往往因此望而卻步，從而選擇其它更簡捷的設計任務。利用市售的柵極驅動變壓器特性，就可以獲得四個單獨的隔離直流輸出。實際上，對于小功率DC-DC電源轉換，柵極驅動變壓器是個理想的選擇，因為這種變壓器已經做了電壓和時間大乘積(ET或伏特微秒乘積)以及低漏電感的優(yōu)化。

一款高磁導率且在高開關頻率(FSWX)下有低損耗的磁芯可支持一般的10V~15V初級電壓，且在100kHz~500kHz開關頻率時有500ns~5μs的典型導通時間。該電壓和時間范圍正是DC-DC轉換器設計所需。同時，已經針對低泄漏電感選擇了一種磁芯幾何尺寸以及繞組結構，以減少上升和下降時間，同時有低的振鈴。最后，所使用的線規(guī)足以讓DC-DC轉換器處理數10mA級的繞組電流，而沒有過多的銅線損耗。

Pulse Electronics公司的P0585柵極驅動變壓器含有五個繞組，每個繞組圈數都相同(參考文獻1)。其中一個繞組使用三層絕緣線(TIW)，另外四個繞組使用標準繞組線。TIW繞組作為初級驅動，可獲得一個RMS為3kV的標稱主次級擊穿電壓。四個次級繞組之間的額定擊穿電壓并未確定，不過這種導線絕緣方式通常會用于離線電源情況，此時，各繞組之間的電壓可高達400V。

隔離式電源輸出提供了很大的靈活性。使用這種方式可以在不同地電勢情況下，更加方便地打斷接地環(huán)路，為遠程電路供電，并且簡化了對正負輸出電壓極性的選擇。下圖展示了這種變壓器的四個次級繞組，它們產生四個獨立的等電壓輸出。但這四個次級繞組可以有多種串/并結合，從而產生大量輸出電壓/電流的組合。

美信半導體生產的MAX13256H-橋電路變壓器驅動器(IC1)最適合用于此類應用。它包含一個獨立的變壓器隔離DC-DC轉換器所需要的全部功能。其內置FET可承受36V電壓，并配置為兩個獨立的推挽式輸出，以精確的50%占空比驅動變壓器的初級，避免了鐵芯飽和。該驅動器還包含可調的、強健的內部限流功能，從而為輸出提供短路保護，且在故障排除之后能夠完美地恢復。該驅動也包含欠壓鎖定(UVLO)功能，在輸入電壓過低時阻止開關活動。

增加的凌力爾特公司LTC6900時鐘源(IC2)用于精確地調整開關頻率。MAX13256本身有一個內部時鐘，但是考慮到整個系統的兼容性或EMI原因，大多數用戶可能會更傾向于自己設定開關頻率。MAX13256支持使用一個外部TTL電平時鐘，而且其UVLO特性確保IC1的VIN極上升到導通閾值前，IC2就上電并運行。RSET的值決定了IC2的輸出頻率，該頻率設定為所需IC1開關頻率的兩倍。

上表中為開關頻率為100kHz和500kHz時，輸入電壓為10V、12V和15V情況下的測量結果。由于采用高開關頻率、低漏電電感及肖特基橋式整流器，即使用了低值(1μF)的表面安裝陶瓷輸出電容，輸出電壓的紋波也很小，不到20mV峰峰值。表中還給出了效率，以及因輸出未穩(wěn)壓而造成輸出電壓與負載電流之間的變動關系。如果需要更低的噪聲或者嚴格穩(wěn)定的直流輸出，可以使用線性穩(wěn)壓器來調節(jié)輸出電壓。

從這些測量結果可看出，滿載是產生500mA峰值初電流時的負載。這是當RLIM為1kΩ時的MAX13256最小限流閾值。一些設計者可能想在低于這些經驗性的滿載電流水平上進行操作，從而獲得更多裕度，以防止虛假的大電流觸發(fā)。在較高開關頻率下可以看到輕載輸出電壓的提升，原因是：這是一種為求簡捷和高效而使用了較少阻尼器的設計。隨著開關頻率升高，產生了更多的漏電感能量，這些能量傳遞到次級繞組，提高了所測得的輸出電壓。

以下為檢驗該變壓器運行參數是否符合數據手冊規(guī)范的簡要說明。P0585變壓器有一個95Vμsec最大ET乘積。這個計算結果是初級繞組上施加的最大電壓與該電壓所持續(xù)最大時間(導通時間)的乘積。由于MAX13256是以精確的50%占空比驅動變壓器初級，最大ET乘積將出現在輸入電壓為15V時。在本設計中的100kHz最小開關頻率下，最長導通時間為5μs，所以最大ET乘積為75Vμsec，該值符合數據手冊規(guī)范。

峰值磁通密度規(guī)格為2100G。在計算峰值磁通，數據手冊中的方程式2A和2B均基于VIN和開關頻率。同樣，峰值磁通密度出現于VIN為15V且開關頻率為100kHz時。注意在方程式2A中，“DON”為50%占空比或0.5，而不是單位為微秒的時間。在這些情況下，所計算的峰值磁通密度為1512高斯，符合數據手冊中的規(guī)格。

運用變壓器數據手冊中的公式可計算出磁芯損耗。在100kHz時，損耗為0.468W，在500kHz時，損耗為0.117W，后者數值較小，原因是有較低的ET積。

運用變壓器數據手冊中的公式可算出銅線損耗為93.75mW。這個計算銅線損耗的簡化公式是基于繞組的I2R損耗，而未考慮繞組的趨膚或接近效應。因此，這些簡化結果與頻率無關，而是基于初級繞組中的±500mA峰值電流，以及四個次級繞組中各自的±125mA峰值電流。

使用變壓器數據手冊中的升溫公式以及上述計算的總損耗(100kHz下為561.75mW)，可得預期變壓器的溫升為37.2℃。

本設計使用P0585柵極驅動變壓器，您也可以使用其他(更小的)市售柵極驅動變壓器，尤其是需要較少電壓輸出，以及較小電流的時候。只需要確保您參照本設計所述方法檢查了變壓器的最大Vμsec規(guī)范。