作為一種在電源轉換、變電通訊、電動汽車等領域應用廣泛的電子元件，DC-DC變換器的身影隨處可見，其多樣性的架構模式可以滿足不同的應用需要。為了方便各位新人工程師的借鑒學習，今天我們將會就一張大功率輸出的全橋型DC-DC變換器的平均電流控制模式，展開簡要分析和介紹。

在本文的介紹中，我們以一種電流模式控制帶有倍流整流電路的大電流輸出全橋DC-DC變換器為例子進行簡析，該種變換器的電路拓撲如下圖圖1所示。

圖1 電流模式控制倍流整流全橋DC-DC變換器

從圖1中所展示的電路拓撲結構中我們可以看到，在這種DC-DC變換器的系統(tǒng)中，電流控制模式的采用保證了兩個輸出濾波電感上的電流平衡。內(nèi)部電流環(huán)調(diào)節(jié)濾波電感的電流，外部電壓環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓，在工作在電流調(diào)節(jié)模式的應用中，內(nèi)部電流環(huán)是唯一起作用的控制環(huán)路。圖1所示倍流整流電路可以看作兩個buck變換器的并聯(lián)。在分析中與兩個并聯(lián)的buck變換器不同的一點是兩個輸出電感共用一個輸出濾波電容，這一點在設計分析控制環(huán)路時必須加以考慮。

在平時的新產(chǎn)品研發(fā)設計過程中，平均電流模式控制技術多被應用在這種全橋結構的DC-DC變換器中，它能夠精確的控制平均輸出電流。且相比峰值電流模式控制，平均電流模式具有更強的抗噪聲干擾能力，因此很適合應用于需要限制輸出電流的變換器。在平均電流模式控制中，電流采樣可以是在隔離變壓器的原邊或者副邊，在原邊采樣時需要考慮輸出電流的斜坡誤差。而在副邊采樣時，能夠精確的測量平均輸出電流，但是不能保證隔離變壓器的磁通平衡，需要加一個隔直電容來確保磁通平衡。圖1所示就是一個副邊取樣的平均電流模式控制變換器原理圖，在這個電路中，采用了一個隔直電容(Cb)來防止磁通失衡。下面將用一個如圖2所示的簡化的PWM開關小信號模型，來分析電流模式控制開關變換器。

圖2 PWM開關模型

在圖2所展示的PWM開關模型中我們可以看到，在這種開關系統(tǒng)中d為D的擾動量，各大寫電壓、電流符號表示穩(wěn)態(tài)分量，小寫電壓、電流符號表示瞬態(tài)分量。當d=0時，有下列公式：

在這里需要說明的一點是，因為這種全橋型的大功率輸出DC-DC變換器本身的輸出電流等于兩個輸出濾波電感的電流，因此系統(tǒng)可以簡化為兩個并聯(lián)的Buck變換器。另外，由于兩個輸出濾波電感的電流并不是獨立調(diào)節(jié)的，因此，系統(tǒng)的小信號模型可以簡化為一個平均電流模式控制的BUCK變換器，其輸出濾波電感即為原來兩個電感的并聯(lián)。

因此可以得出一個結論，那就是在這種大功率輸出的變換器系統(tǒng)中，雖然每個電感的電流不是分別調(diào)節(jié)的，他們之間的平均電流的任何差別都會被輸入隔直電容所平衡，這個電容保證了隔離變壓器的零網(wǎng)絡直流磁通，這樣使得兩個電感電流相等。需要注意的是，合成系統(tǒng)的開關頻率是異相的兩個濾波電感電流開關頻率的兩倍輸出倍頻。利用PWM開關模型，假定變壓器是理想的，則變換器的等效小信號模型如下圖圖3所示：

圖3 變換器的小信號模型

在圖3所展示的這種模擬大功率輸出全橋DC-DC變換器小信號模型系統(tǒng)中，Rs是采樣電阻，He(s)是取樣增益，F(xiàn)m是調(diào)節(jié)增益，Gc(s)是補償網(wǎng)絡傳遞函數(shù)。則在該系統(tǒng)中，采樣增益和調(diào)節(jié)增益定義為：

其中：

在圖3所展示的小信號模型中，當其處于平均電流模式控制中時，通常會采用超前滯后補償網(wǎng)絡，其傳遞函數(shù)可以表達為：

為了保證這種系統(tǒng)控制的穩(wěn)定性，其零點需要配置在電流環(huán)的功率級濾波頻率之前，這樣補償網(wǎng)絡的相移會在開關頻率一半處被零點抵消。極點通常配置在高于開關頻率的一半處，以保證增益和消除高頻噪聲干擾。另外這樣的極點配置，最大限度的減小了電流環(huán)的互擾。由圖2和圖3所提供的開關模型和小信號模型結構圖，根據(jù)變壓器初、次級兩側回路電壓方程，可得出公式：

通過以上的分析可以給出電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)如下：

下圖中，圖4所展示的DC-DC變換器的平均電流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)。由圖4可知，在平均電流模式控制中通過設計合適的補償網(wǎng)絡，電流環(huán)就就可以達到穩(wěn)定，不需要斜坡補償。如圖4所示電流環(huán)的增益裕度為13.5dB，相位裕度為67.7o。電流環(huán)的帶寬是10KHz。

圖4 平均電流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)

圖5 平均電流模式控制的系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)

相應的，其系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)如圖5所示，其輸出電流階躍響應曲線如下圖圖6所示。

圖6 平均電流模式控制的輸出電流階躍響應

由上圖圖6所展示的平均電流模式控制的輸出電流階躍響應曲線可知，在輸出電流上沖很小(5%)，系統(tǒng)在0.3ms達到穩(wěn)態(tài)，達到了較好的控制效果。為了檢驗分析的結果，在PSPICE中進行了仿真，在這個仿真中，系統(tǒng)看作兩個具有單輸出電流環(huán)的Buck變換器的并聯(lián)。合成的電流環(huán)傳遞函數(shù)如圖7所示，DC-DC變換器的階躍響應曲線如圖8所示。從圖中可以清楚地看到仿真的結果很好的符合了以上分析的結論。

圖7 平均電流模式的閉環(huán)傳遞函數(shù)

圖8 平均電流模式控制的輸出電流階躍響應

通過對模型的建立和仿真分析，我們分析了一種大功率輸出的全橋DC-DC變換器的平均電流控制模式運行情況。相比全橋和電感中心抽頭整流電路，倍流整流電路的應用降低了變壓器副邊的電流，更適合于大電流的應用。另一方面，系統(tǒng)可以模擬為兩個Buck變換器的并聯(lián);在平均電流模式控制中，兩個電感可以簡化為一個工作于兩倍開關頻率的一個電感，加入超前滯后網(wǎng)絡可以保證電流環(huán)的穩(wěn)定。