作為一種在電源轉(zhuǎn)換、變電通訊、電動(dòng)汽車等領(lǐng)域應(yīng)用廣泛的電子元件，DC-DC變換器的身影隨處可見，其多樣性的架構(gòu)模式可以滿足不同的應(yīng)用需要。為了方便各位新人工程師的借鑒學(xué)習(xí)，今天我們將會(huì)就一張大功率輸出的全橋型DC-DC變換器的平均電流控制模式，展開簡要分析和介紹。

在本文的介紹中，我們以一種電流模式控制帶有倍流整流電路的大電流輸出全橋DC-DC變換器為例子進(jìn)行簡析，該種變換器的電路拓?fù)淙缦聢D圖1所示。

圖1 電流模式控制倍流整流全橋DC-DC變換器

從圖1中所展示的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中我們可以看到，在這種DC-DC變換器的系統(tǒng)中，電流控制模式的采用保證了兩個(gè)輸出濾波電感上的電流平衡。內(nèi)部電流環(huán)調(diào)節(jié)濾波電感的電流，外部電壓環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓，在工作在電流調(diào)節(jié)模式的應(yīng)用中，內(nèi)部電流環(huán)是唯一起作用的控制環(huán)路。圖1所示倍流整流電路可以看作兩個(gè)buck變換器的并聯(lián)。在分析中與兩個(gè)并聯(lián)的buck變換器不同的一點(diǎn)是兩個(gè)輸出電感共用一個(gè)輸出濾波電容，這一點(diǎn)在設(shè)計(jì)分析控制環(huán)路時(shí)必須加以考慮。

在平時(shí)的新產(chǎn)品研發(fā)設(shè)計(jì)過程中，平均電流模式控制技術(shù)多被應(yīng)用在這種全橋結(jié)構(gòu)的DC-DC變換器中，它能夠精確的控制平均輸出電流。且相比峰值電流模式控制，平均電流模式具有更強(qiáng)的抗噪聲干擾能力，因此很適合應(yīng)用于需要限制輸出電流的變換器。在平均電流模式控制中，電流采樣可以是在隔離變壓器的原邊或者副邊，在原邊采樣時(shí)需要考慮輸出電流的斜坡誤差。而在副邊采樣時(shí)，能夠精確的測量平均輸出電流，但是不能保證隔離變壓器的磁通平衡，需要加一個(gè)隔直電容來確保磁通平衡。圖1所示就是一個(gè)副邊取樣的平均電流模式控制變換器原理圖，在這個(gè)電路中，采用了一個(gè)隔直電容(Cb)來防止磁通失衡。下面將用一個(gè)如圖2所示的簡化的PWM開關(guān)小信號(hào)模型，來分析電流模式控制開關(guān)變換器。

圖2 PWM開關(guān)模型

在圖2所展示的PWM開關(guān)模型中我們可以看到，在這種開關(guān)系統(tǒng)中d為D的擾動(dòng)量，各大寫電壓、電流符號(hào)表示穩(wěn)態(tài)分量，小寫電壓、電流符號(hào)表示瞬態(tài)分量。當(dāng)d=0時(shí)，有下列公式：

在這里需要說明的一點(diǎn)是，因?yàn)檫@種全橋型的大功率輸出DC-DC變換器本身的輸出電流等于兩個(gè)輸出濾波電感的電流，因此系統(tǒng)可以簡化為兩個(gè)并聯(lián)的Buck變換器。另外，由于兩個(gè)輸出濾波電感的電流并不是獨(dú)立調(diào)節(jié)的，因此，系統(tǒng)的小信號(hào)模型可以簡化為一個(gè)平均電流模式控制的BUCK變換器，其輸出濾波電感即為原來兩個(gè)電感的并聯(lián)。

因此可以得出一個(gè)結(jié)論，那就是在這種大功率輸出的變換器系統(tǒng)中，雖然每個(gè)電感的電流不是分別調(diào)節(jié)的，他們之間的平均電流的任何差別都會(huì)被輸入隔直電容所平衡，這個(gè)電容保證了隔離變壓器的零網(wǎng)絡(luò)直流磁通，這樣使得兩個(gè)電感電流相等。需要注意的是，合成系統(tǒng)的開關(guān)頻率是異相的兩個(gè)濾波電感電流開關(guān)頻率的兩倍輸出倍頻。利用PWM開關(guān)模型，假定變壓器是理想的，則變換器的等效小信號(hào)模型如下圖圖3所示：

圖3 變換器的小信號(hào)模型

在圖3所展示的這種模擬大功率輸出全橋DC-DC變換器小信號(hào)模型系統(tǒng)中，Rs是采樣電阻，He(s)是取樣增益，F(xiàn)m是調(diào)節(jié)增益，Gc(s)是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)。則在該系統(tǒng)中，采樣增益和調(diào)節(jié)增益定義為：

其中：

在圖3所展示的小信號(hào)模型中，當(dāng)其處于平均電流模式控制中時(shí)，通常會(huì)采用超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其傳遞函數(shù)可以表達(dá)為：

為了保證這種系統(tǒng)控制的穩(wěn)定性，其零點(diǎn)需要配置在電流環(huán)的功率級(jí)濾波頻率之前，這樣補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相移會(huì)在開關(guān)頻率一半處被零點(diǎn)抵消。極點(diǎn)通常配置在高于開關(guān)頻率的一半處，以保證增益和消除高頻噪聲干擾。另外這樣的極點(diǎn)配置，最大限度的減小了電流環(huán)的互擾。由圖2和圖3所提供的開關(guān)模型和小信號(hào)模型結(jié)構(gòu)圖，根據(jù)變壓器初、次級(jí)兩側(cè)回路電壓方程，可得出公式：

通過以上的分析可以給出電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)如下：

下圖中，圖4所展示的DC-DC變換器的平均電流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)。由圖4可知，在平均電流模式控制中通過設(shè)計(jì)合適的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，電流環(huán)就就可以達(dá)到穩(wěn)定，不需要斜坡補(bǔ)償。如圖4所示電流環(huán)的增益裕度為13.5dB，相位裕度為67.7o。電流環(huán)的帶寬是10KHz。

圖4 平均電流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)

圖5 平均電流模式控制的系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)

相應(yīng)的，其系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)如圖5所示，其輸出電流階躍響應(yīng)曲線如下圖圖6所示。

圖6 平均電流模式控制的輸出電流階躍響應(yīng)

由上圖圖6所展示的平均電流模式控制的輸出電流階躍響應(yīng)曲線可知，在輸出電流上沖很小(5%)，系統(tǒng)在0.3ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)，達(dá)到了較好的控制效果。為了檢驗(yàn)分析的結(jié)果，在PSPICE中進(jìn)行了仿真，在這個(gè)仿真中，系統(tǒng)看作兩個(gè)具有單輸出電流環(huán)的Buck變換器的并聯(lián)。合成的電流環(huán)傳遞函數(shù)如圖7所示，DC-DC變換器的階躍響應(yīng)曲線如圖8所示。從圖中可以清楚地看到仿真的結(jié)果很好的符合了以上分析的結(jié)論。

圖7 平均電流模式的閉環(huán)傳遞函數(shù)

圖8 平均電流模式控制的輸出電流階躍響應(yīng)

通過對(duì)模型的建立和仿真分析，我們分析了一種大功率輸出的全橋DC-DC變換器的平均電流控制模式運(yùn)行情況。相比全橋和電感中心抽頭整流電路，倍流整流電路的應(yīng)用降低了變壓器副邊的電流，更適合于大電流的應(yīng)用。另一方面，系統(tǒng)可以模擬為兩個(gè)Buck變換器的并聯(lián);在平均電流模式控制中，兩個(gè)電感可以簡化為一個(gè)工作于兩倍開關(guān)頻率的一個(gè)電感，加入超前滯后網(wǎng)絡(luò)可以保證電流環(huán)的穩(wěn)定。