電荷泵的工作過程為：首先貯存能量，然后以受控方式釋放能量，獲得所需的輸出電壓。開關式調整器升壓泵采用電感器來貯存能量，而電容式電荷泵采用電容器來貯存能量。電容式電荷泵通過開關陣列和振蕩器、邏輯電路、比較控制器實現(xiàn)電壓提升，采用電容器來貯存能量。因工作在較高頻率，可使用小型陶瓷電容器（1μF），其占用空間最小，使用成本較低。電荷泵轉換器不使用電感器，因此其輻射EMI可以忽略。輸入端噪聲可用一只小型電容器濾除。電荷泵十分適用于便攜式應用產(chǎn)品的設計，如蜂窩式電話、尋呼機、藍牙系統(tǒng)和便攜式電子設備。

電荷泵也稱為開關電容式電壓變換器，是一種利用所謂的“快速”（Flying）或“泵送”電容（而非電感或變壓器）來儲能的DC-DC（變換器）。它們能使輸入電壓升高或降低，也可以用于產(chǎn)生負電壓。其內部的FET開關陣列以一定方式控制快速電容器的充電和放電，從而使輸入電壓以一定因數(shù)（0.5，2或3）倍增或降低，從而得到所需要的輸出電壓。這種特別的調制過程可以保證高達80%的效率，而且只需外接陶瓷電容。由于電路是開關工作的，電荷泵結構也會產(chǎn)生一定的輸出紋波和EMI（電磁干擾）。

電荷泵通過控制泵電容及調節(jié)開關來保持穩(wěn)定的輸出電壓，電荷泵開關網(wǎng)絡在泵電容充電和放電變換周期內可以實現(xiàn)泵電容的并行或串行排列。在給定的輸入、輸出條件（差分電壓）下，應選擇電荷泵的最優(yōu)工作模式以保持要求的輸出電壓。電荷泵開關網(wǎng)絡采用的MOSFET器件具有尺寸小，成本低，開關速度快，損耗最低等特點。

由于本設計采用Vcom是恒定電壓、M2管柵極接脈沖信號驅動電路工作，因此要求激勵信號要以中心電位為基準，交替的輸出低電平和高電平信號來實現(xiàn)探頭的周期性過飽和工作狀態(tài)，本設計以0V作為地電位，5V作為高電位，因此選用比較器電路進行升壓。

其電路如圖1所示，脈沖信號接入比較器一端，另一端接入2.5V直流電平進行比較。當輸入0V低電平時，比較器輸出高電壓5V，反之，則輸出0V地電壓。比較器高電平接5V直流電壓，低電平接地。升壓電路在實現(xiàn)邏輯功能的基礎之上還要求輸出具有較大的壓擺率，以增加高低電平的轉換速度。晶體管M10~M13構成兩級反相器來增大電路的壓擺率。

圖1比較器升壓電路

此電路圖由三部分組成：一級運算放大電路、二級運算放大電路和偏置電路。

此電路圖由7個pmos和6個nmos管組成，其中M1~M5構成一級運算，M7~M8構成二級運算，放大電路，M10~M13倆組反相器。M5、M9有共同的源極和柵極，導致他們電流大小的和與M7的寬長比值成比例。M10~M13作用：由于二級運算放大器輸出的是模擬信號，在Vmin和Vmax之間變化，M10、M11組成的反相器使輸出中間值變得更加準確。M12、M13組成的反相器使轉化的更加明顯和到位。同時晶體管M10~M13構成兩級反相器來增大電路的壓擺率。

設計參數(shù)計算是此電路圖設計的一個關鍵步驟。此電路圖電流源IS=400μA，Vdd=5V，Vcom=1.4V，M2輸入是階躍信號，Vmax=2.5V，Vmin=1V。其中M7與電流源串聯(lián)，所以通過M7的電流也是IS，M5的柵極與M7的柵極相連接，且M7和M5的源極都是接地的，所以通過M5的電流也是IS。一級放大電路中M1，M3與M2，M4是并聯(lián)，所以通過M1和M3的電流與通過M2和M4的電流大小相等都是IS/2；M10與M11一組，M12與M13一組，只要符合反相器電路設計就可以實現(xiàn)電路功能。

圖2電路的等效結構圖

為了提高高頻時基準源的抑制比，該電路在基準源輸出端增加RC濾波器，考慮到電容會延長電路的啟動時間，電路中還加入了給電容充放電的快速啟動電路和快速啟動電路控制電路，一旦啟動完成，快速啟動電路控制電路關閉快速啟動電路。電路的等效結構如圖2所示。在該電路中，快速啟動電路的控制電路是一個檢測基準源輸出端電壓是否達到穩(wěn)定值的判斷電路，同時還起到溫度補償?shù)淖饔?，在沒有增加電路復雜性情況下使基準源的輸出具有很好的溫度特性。帶隙基準源的實際電路圖如圖3所示。

圖3帶隙基準源實際電路圖

2.2.2、核心電路

帶隙基準源實際電路圖的核心電路是使用兩管式帶隙基準電壓源，它是設計帶隙基準電壓源電路的核心，是進行下一步設計的必備步驟，設計如圖4所示。

在圖4中，QN6、QN7兩管的發(fā)射極面積不等，QN7比QN6大，其比值為8∶1，它們的基極連在一起。QN6、QN7分別有QP7、QP6組成的鏡像電流源作集電極有源負載，兩管集電極電流相等。

圖4核心電路

因QN6、QN7的發(fā)射極面積不同，所以兩管的實際電流密度JN6和JN7也就不相等。它們的VBE電壓之差ΔVBE加在電阻R2，ΔVBE由下式求出：

由圖可知，流過QN6和QN7兩管的電流相等，同時電阻R1的電流量是它們之和，所以流過R2的電流是R1的1/2，流過R2的電流IN7為：

帶隙基準電壓源，在傳統(tǒng)設計中一般采用運算放大器來穩(wěn)定電路，同時提高電源抑制比，但運算放大器高失調的缺陷限制了電源抑制比的進一步提高。并且當電源電壓有頻率較高的交流信號干擾時，放大器的輸出會與電源電壓有很明顯的相位差，導致VREF高頻時電源抑制比很低。如圖5所示，為了避免放大器的缺陷，本文采用內部負反饋電路來提高VREF在低頻時的電源抑制比。另外在電路輸出端增加了一個RC濾波器，用來提高VREF在高頻時的電源抑制比。

圖5核心電路和提高電源抑制比電路

2.2.4、快速啟動電路

快速啟動電路如圖6所示，當基準源輸出沒有到預定值而被控制電路檢測到后，會輸出高電平，N42柵電壓為高電平，N42導通，同時使P8柵電壓降低，P8導通，對電容C2充電；當快速啟動電路檢測到C2電容電壓到預定值，低電平輸出，從而關斷快速啟動電路，切斷充電電流。

圖6快速啟動電路

本文設計了一種低功耗電荷泵DC/DC轉換電路，并對其主要的比較器升壓電路和帶隙基準電壓源進行了仔細的設計和仿真。其電路如圖1所示，脈沖信號接入比較器一端，另一端接入2.5V直流電平進行比較。當輸入0V低電平時，比較器輸出高電壓5V，反之，則輸出0V地電壓。比較器高電平接5V直流電壓，低電平接地。升壓電路在實現(xiàn)邏輯功能的基礎之上還要求輸出具有較大的壓擺率，以增加高低電平的轉換速度。晶體管M10~M13構成兩級反相器來增大電路的壓擺率。