摘要：分析了一種限流保護電路應(yīng)用于Boost，Buck?Boost，F(xiàn)lyback等輸出電流斷續(xù)型拓撲時限流保護電流隨輸入電壓變化而波動的原理。之后對該限流保護電路加以改進，使限流保護電流的波動范圍限制在一個較小的范圍之內(nèi)。最后的實驗結(jié)果驗證了該改進方案的有效性。

    關(guān)鍵詞：限流保護；寬范圍；輸出電流斷續(xù)

1 概述

DC/DC變換器限流保護電路取樣電流主要有兩種方法：一是霍爾元件取樣，但是成本較高；二是小電阻取樣，但是當取樣電流較大時會遇到很大的困難。圖1所示的限流保護電路可以解決小電阻取樣大電流的困難，同時成本也不高。此電路適用于變換器工作在CCM模式。圖2給出了該限流保護電路的主要工作波形。圖中VD1為二極管D1的導(dǎo)通壓降，va及vb分別為A及B點電壓。vb在實際電路中波動很小，相當于一個直流電壓，它的值近似為Vamax－VD1。vb隨著iin的增大而增大，當vb達到Vref時，限流保護電路開始工作，電路處于限流保護狀態(tài)。

2 應(yīng)用于BoostBuck?BoostFlyback拓撲時限流保護電路分析

限流保護電路取樣流過二極管電流iD，如圖3(a)、(b)、(c)所示。之前在概述中已經(jīng)提到：vb=vamax－VD1，這樣有：

vb=Vamax－VD1=iDmaxnR－VD1    （1）

式中：n為電流互感器原副邊匝數(shù)比。

對于Boost，Buck?Boost，F(xiàn)lyback變換器有：

vb隨著io的增大而增大，當vb增大到等于Vref時，io被限定在最大值Iomax即為限流值。

在實際電路中，變換器工作在CCM模式，電感L設(shè)計得較大，而且二極管壓降VD1很?。鬟^電流很?。?，這樣，為方便分析，式（4）可以近似為

式（5）中，n，R為定值。若取定一個Vref值，由于占空比D隨著輸入電壓的增大而減小，因此，根據(jù)式（5）限流值將隨著輸入電壓的增大而增大。比較圖3（d）及圖3（e）也可以清楚地看到限流值隨輸入電壓的變化。

3 改進方案及參數(shù)設(shè)計

在具體實驗中發(fā)現(xiàn)，限流保護值隨著輸入電壓變化的幅度較大（這個從圖4中就可以看到），給限流保護的精度帶來了一定的影響，因此，需要采取一定的措施來減小它的變化范圍。

改進方案主要有兩種：一是讓參考電壓Vref跟隨輸入電壓的變化而反向變化；二是給比較器負端一個補償電壓，補償電壓應(yīng)隨輸入電壓同向變化。

本文采用了輸入電壓作為補償信號的方法。輸入電壓通過一個電阻R4接到比較器負端（圖1中的C點），此時限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時有：

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參考電壓Vref可以根據(jù)未加補償時的限流值先確定一個數(shù)值，使未加補償時的最小限流值比需要的限流值略大，因為加補償以后，補償值會抵消一部分的限流值，見圖4。

R4的取值理論上可以根據(jù)最大輸入電壓和最小輸入電壓時限流值相等來求得，各種拓撲取值不同。以Boost為例，假定最大輸入電壓Vin2，最小輸入電壓Vin1，相對應(yīng)的限流值分別為iomax2和iomax1。令iomax2=iomax1，另外有：

R2的取值由PI環(huán)節(jié)的要求設(shè)定，則R4可由式（9）得到，再在具體實驗中進行微調(diào)，以求得到最小的限流值變化范圍。

限流值整體的大小變化可以通過調(diào)節(jié)Vref實現(xiàn)。Vref調(diào)整以后，R4也要做相應(yīng)的調(diào)整。

圖3

4 實驗結(jié)果

一個帶有限流保護電路和補償電路的Flyback

變換器驗證了上述的理論結(jié)果，其電路規(guī)格和主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin  9～15V；

輸出電壓Vo  5V；

輸出功率Po  35W；

工作頻率f  100kHz。

圖4給出了反激變換器限流保護電路補償前和補償后實測限流值隨輸入電壓變化的曲線。限流值在補償前隨輸入電壓的變化有較大的?動，而加了補償電路之后限流值的穩(wěn)定性有了明顯的改善，證明了該補償電路的有效性。


5 結(jié)語

本文分析了一種限流保護電路應(yīng)用于寬范圍輸入的Boost，Buck?Boost，F(xiàn)lyback拓撲時的工作狀況，并提出了一種改進方案用于克服限流保護點隨輸入電壓變化而波動過大的缺點。該方案簡單有效，大大提高了寬范圍輸入的Boost，Buck-Boost，F(xiàn)lyback變換器限流保護點的精確度和穩(wěn)定度。