1  概述

PWM 前端控制整流由于具有直流電壓的變化，輸入功率因數(shù)校正（ PFC） 和輸入電流諧波控制的能力等優(yōu)點(diǎn)， 被廣泛用于三相交直交電壓系統(tǒng)。由前端整流器、直流電容， 以及逆變器組成的三相交直交電壓系統(tǒng)廣泛用于在線式U PS .基于DSP 控制的在線式UPS 的結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示。

圖1  基于DSP 控制的在線式UPS 的結(jié)構(gòu)圖

圖1 中， 主電路由輸入變壓器、輸入濾波電路、電壓和電流檢測(cè)電路、蓄電池、功率電路、輸出濾波電路和靜態(tài)開(kāi)關(guān)等組成。其中功率電路包括三個(gè)部分， 即輸入的PFC、三相全橋逆變器、DC/ DC 部分。電路信號(hào)采用TMS320C2812 控制。該控制器是T I 軟件公司開(kāi)發(fā)的， 可方便地進(jìn)行匯編， 執(zhí)行控制程序和錯(cuò)誤檢查。一般PFC 升壓整流控制器通常有兩個(gè)反饋回路，外部電壓環(huán)路和內(nèi)在電流環(huán)路。電壓調(diào)節(jié)器產(chǎn)生電流控制的d 軸電流， 而在q 軸電流控制是零的單位功率因數(shù)， 其控制如圖2 所示。

圖2  帶負(fù)載功率反饋的傳統(tǒng)PWM控制系統(tǒng)

在正常工作條件下， 穩(wěn)壓器輸出穩(wěn)定的直流母線電壓和d 軸電流控制， 但是逆變器負(fù)荷不均衡， 就會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)的直流電壓， 因此整流器在不平衡負(fù)載下會(huì)造成前端總諧波失真（ THD） 的輸入電流。

相關(guān)研究表明直流電壓濾波問(wèn)題所造成的原因是由于不平衡的逆變器的負(fù)載電流和不平衡的輸入電壓造成的， 然而， 他們的控制目標(biāo)不是提高電能質(zhì)量的投入， 而是盡量減少直流環(huán)節(jié)電壓。

一些研究人員已用開(kāi)關(guān)函數(shù)概念的電力轉(zhuǎn)換器，顯示存在的諧波直流母線電壓。本文將用這些已量化的工程來(lái)處理諧波波動(dòng)問(wèn)題， 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果將有效地證明本文提出的新型控制技術(shù)。

2  系統(tǒng)分析

一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的基于DSP 控制在線式UPS 系統(tǒng)如圖3 所示。系統(tǒng)由推動(dòng)型的前端整流器、直流鏈接、電壓源逆變器構(gòu)成。這兩個(gè)功率轉(zhuǎn)換器使用標(biāo)準(zhǔn)的空間矢量PWM 控制， 產(chǎn)生快速電壓調(diào)節(jié)與總諧波失真最小化控制逆變器。

圖3  基于DSP 控制的三相整流逆變控制系統(tǒng)模型

影響負(fù)載平衡分析如下。該逆變器的輸入：

式中， SA , S B 和SC 是交換功能的交換機(jī)頂端的三個(gè)逆變器的開(kāi)關(guān)， 如下：

擴(kuò)大這些功能交換， 假設(shè)標(biāo)準(zhǔn)正弦相位電流如下：

式中， A K是k 階的組成部分。AK ≡0 的所有三角變換后， 可以得出：

式中， I inv0是直流分量的逆變器輸入電流； I invn 是n 階部分的電流。通過(guò)公式（ 4） 可看到， I outA = I outB = I outC和ΦA=  ΦB=  ΦC , 同時(shí)有I invn = 0, 如果n> 0 三相負(fù)載電流是平衡的。否則， 交流成分存在會(huì)造成連鎖反應(yīng)。

由公式（ 4） 可以得出， 考慮到固定的三相電流， I inv0 僅正比A 1 , I inv2是一個(gè)關(guān)于A 1的線性組合， A3 I inv4 和A3A5是一個(gè)線性組合， 等等。在低頻率范圍內(nèi)， 由于Ak  ≡0 所以I inv0= 0.

根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)空間矢量PWM , 各次諧波的算法：

式中， q= 0, 1, 2,   ……∝；ω m 是調(diào)制頻率；  ωc 是載波頻率； ωm ≤ωc ,  a是調(diào)制指數(shù)； J v （ z） 是第一類Bessel 函數(shù)。公式（ 5） 只適用于頻率范圍遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于載波頻率， 此時(shí)在一次波段的載波頻率可以忽略不計(jì)。在本文的系統(tǒng)研究中，  m /  c= 1/ 90 適用于規(guī)定計(jì)算， 并假設(shè)調(diào)制指數(shù)：
A1 = 1, A 3= 1. 142 ×10 -4 , A 5= 3. 020 ×10- 8.

二次諧波會(huì)導(dǎo)致不平衡的前端三相輸入電流。抑制二次諧波直流電壓， 不會(huì)解決當(dāng)前不平衡的問(wèn)題， 因?yàn)槟壳叭匀皇遣环€(wěn)定的控制策略， 提出了要消除失控，但有第二次諧波分量和反饋。

3  控制策略

在電源應(yīng)用中， 基本逆變器輸出的標(biāo)準(zhǔn)電壓頻率是50 Hz, 但直流母線諧波必須是兩次， 可設(shè)計(jì)以制止數(shù)字帶阻濾波器與已知諧波頻率。在數(shù)字濾波器中，便以2n 的低層和高層截止頻率ω1 和ω2 來(lái)設(shè)計(jì)， 使用MAT ALAB 仿真。

離散時(shí)間滑模控制器（ DSMC） , 其中已被更為有效證明是用于內(nèi)部電流環(huán)。DSMC 仿真的描述如下。

在整流電路包括輸入電感如圖3 可以作為一個(gè)模式LTI 系統(tǒng)和代表的狀態(tài)空間。在離散時(shí)間， 該系統(tǒng)可以被描述如下：

式中， 輸入電流i in ; 整流控制電壓v pw m; 輸入電源電壓vin 都代表參加同步dq 參照系數(shù)， A i, Bi 和Ei, 為系統(tǒng)確定的電路參數(shù)。鑒于當(dāng)前的逆變命令i ref （ k） ,DSMC 仿真相當(dāng)于控制式如下：

直流母線電壓和PWM 技術(shù)可以用來(lái)確定整流控制電壓限制速度， 可以得到的實(shí)際控制電壓公式：

4  仿真結(jié)果

為了直觀地比較傳統(tǒng)和本文提出控制技術(shù)， 在不平衡的負(fù)載下分別建立了不同的模型。不良的負(fù)序分量的輸入電流已接近消除， 輸入電流總諧波失真也會(huì)減少。這一結(jié)果意味著， 解耦之間的逆變器和整流器實(shí)現(xiàn)了在不平衡負(fù)載輸入電流直流環(huán)節(jié)。圖4 和圖5顯示不同的動(dòng)態(tài)性能之間的控制器與諧波補(bǔ)償?shù)难芯俊Ｍㄟ^(guò)比較， 可以得知， 傳統(tǒng)的控制技術(shù)存在不平衡的三相輸入電流和低失真， 本文的控制技術(shù)是穩(wěn)定的。

圖4  傳統(tǒng)控制策略的仿真結(jié)果

圖5  新型控制策略的仿真結(jié)果

5  實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于兩個(gè)數(shù)字控制器T MS320C2812 DSP 控制整流器和逆變器， 分別在圖3 使用相同的負(fù)載進(jìn)行模擬實(shí)驗(yàn)。圖6為在線收集的穩(wěn)態(tài)下的直流電測(cè)量值和篩選值。顯然， 直接測(cè)量Udc為代表的100 Hz 組成部分得到顯著抑制， 由四階濾波器證明了這一瞬態(tài)測(cè)試。

圖6 測(cè)量Udc過(guò)濾Udc的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

做以上重復(fù)的模擬實(shí)驗(yàn)， 其結(jié)果如圖7 和圖8 所示。

圖7  傳統(tǒng)iinAB相的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8  新型iinAB相的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

可以看出， 本文提出的控制技術(shù)提高了平衡的三相輸入電流， 相似的波形如圖4 和圖5 的仿真結(jié)果。

6  結(jié)論

本文提出一種新型前端PWM 整流的標(biāo)準(zhǔn)整流逆變控制技術(shù)系統(tǒng)， 以實(shí)現(xiàn)解耦之間的轉(zhuǎn)換與直流電容在不平衡負(fù)載下連結(jié)三相逆變器， 針對(duì)前端控制的整流器在不平衡負(fù)載的影響分析， 在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)和使用了電壓電流環(huán)回路， 制止2 次諧波分量的直流電壓反饋， 對(duì)整流器和逆變器的輸入電流進(jìn)行過(guò)濾， 使其不破壞動(dòng)態(tài)響應(yīng)的直流母線電壓。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果有效地證明了本文所提出的新型控制技術(shù)。