集成運(yùn)放的內(nèi)部是一個(gè)多級(jí)放大器。其對(duì)數(shù)幅頻特性如圖1所示中的曲線①(實(shí)線)。對(duì)數(shù)幅頻特性曲線在零分貝以上的轉(zhuǎn)折點(diǎn)稱(chēng)為極點(diǎn)。圖中，稱(chēng)P1 P2點(diǎn)為極點(diǎn)。極點(diǎn)對(duì)應(yīng)的頻率稱(chēng)為轉(zhuǎn)折頻率，如fp1,fp2,第一個(gè)極點(diǎn)，即頻率最低的極點(diǎn)稱(chēng)為主極點(diǎn)。 在極點(diǎn)處，輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位滯后45°，幅頻特性曲線按-20dB/10倍頻程斜率變化，每十倍頻程輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位滯后90。極點(diǎn)越多，越容易自激，即越不穩(wěn)定。為使集成運(yùn)放工作穩(wěn)定，需進(jìn)行相位(頻率)補(bǔ)償。

按補(bǔ)償原理分滯后補(bǔ)償、超前補(bǔ)償及滯后一超前補(bǔ)償?shù)取?/p>

滯后補(bǔ)償:凡是使相移增大的補(bǔ)償即被稱(chēng)為滯后補(bǔ)償。滯后補(bǔ)償使主極點(diǎn)頻率降低，即放大器頻帶變窄。如補(bǔ)償后只有一個(gè)極點(diǎn)，則被稱(chēng)為單極點(diǎn)，如圖2.21(a)所示中的曲線②。

超前補(bǔ)償:凡是使相移減小的補(bǔ)償即被稱(chēng)為超前補(bǔ)償，超前補(bǔ)償使幅頻特性曲線出現(xiàn)零點(diǎn),即放大器頻帶變寬。在零點(diǎn)處輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位超前45°，幅頻特性曲線按+20dB/10倍頻程斜率變化。補(bǔ)償辦法是將零點(diǎn)與補(bǔ)償前的一個(gè)極點(diǎn)重合，如圖2.21(a)中的P2點(diǎn)，補(bǔ)償后的幅頻特性曲線如圖2.21(a)所示中的曲線③，補(bǔ)償后頻帶展寬。

1.輸入端的滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(外部滯后補(bǔ)償)

在集成運(yùn)放的兩輸入端之問(wèn)并一串聯(lián)的電阻(RB)、電容(CB)的網(wǎng)絡(luò)被稱(chēng)為輸入端的滯后補(bǔ)償。這種補(bǔ)償使通頻帶變窄，適用于對(duì)頻帶要求不高的電路。這種方法也有助于提高集成運(yùn)放的上升速率。

RB，CB的估算方法(I)

在放大器增益給定的條件下暫時(shí)短接CB，在集成運(yùn)放兩輸入端之間并聯(lián)RB，RB的值由大到小的改變，直至放大器進(jìn)入臨界穩(wěn)定狀態(tài)。這時(shí)可用示波器看到近似正弦波。并用示波器水平(時(shí)間)軸測(cè)出振蕩周期，換算出振蕩頻率fo實(shí)際是放大器的放大倍數(shù)等于1時(shí)的頻率。補(bǔ)償電容CB的值可按下式估算，即

CB》1/(RB*f)

2. 反饋端超前補(bǔ)償

將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上。其補(bǔ)償原理如圖2.21(a)所示的曲線③。這種補(bǔ)償叮以展寬高頻帶寬，電路圖如圖2.2.13所示。

(1)抵消第二個(gè)極點(diǎn)的補(bǔ)償

(2)削弱輸入分布電容影響的補(bǔ)償

將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上，使輸入信號(hào)在高頻時(shí)能直接耦合到輸出端，削弱輸入分布電容的影響，改善電路的高頻特性，電路圖如圖2.2.14所示。補(bǔ)償條

件為

RF*CB = Rr*Cr

式中，r為輸入端分布電容。