5 單級功率因數(shù)校正LED驅動器

5.1 采用單級功率因數(shù)校正的原因

不管是用填谷方式或主動式功率因數(shù)校正技術來提高功率因數(shù)，都有其各自的優(yōu)缺點，如填谷式電路中需要使用大容值的高壓電解電容，已致于元件成本和尺寸在緊湊型的LED燈設計中存在一定的局限性。兩級主動式結構雖然能將功率因數(shù)和諧波性能實現(xiàn)得最好，但功率因數(shù)校正電路結構較為復雜，使電源的成本和體積增加，由此產(chǎn)生了單級功率因數(shù)校正技術，其拓撲是將功率因數(shù)校正電路中的開關元件和后級DC-DC變換器的開關元件合并和復用，將兩部分電路合二為一。因此單級功率因數(shù)變換器有以下優(yōu)點：1)開關器件數(shù)減少，主電路體積及成本可以降低;2)控制電路通常只有一個輸出回路，簡化了控制回路;3)單級變換器拓撲中部分能量可以直接傳遞到輸出側，不經(jīng)過兩級變換，所以效率要高于兩級變換器。由于以上特點，單級功率因數(shù)校正電路在中小功率LED驅動器中優(yōu)勢非常明顯。

5.2 單級降壓式功率因數(shù)校正的工作原理

前面提及了傳統(tǒng)降壓式BUCK結構中功率因數(shù)過低的主要原因，所以這里就是要解決怎樣把流經(jīng)主開關管上的電流平均值調整成接近于電壓變化的相位，也就是在每個周期內，讓電流跟隨電壓的變化而變化，從而達到高功率因數(shù)的目的。

圖5.2所示線路是用來調整主開關電流的外圍控制線路的仿真圖，電路原理是在三級管Q1發(fā)射極端得到一個兩倍于市電的頻率，且近似于半正弦波的變化電平，這樣再把這個電平提供給控制芯片SSL2109電流回授腳，芯片內部再去調制主回路工作頻率，使流過主開關管的平均電流形成近似半正弦的形狀。

圖5.2:單級功率因數(shù)調整電路仿真圖

圖5.2下面曲線部分是仿真的結果，綠色曲線是橋堆整流后的電壓形狀，紅色曲線和藍色曲線分別是三級管Q1集電極電壓和電流的結果，可以看到，三級管基極電平完全更隨橋式整流后的電壓，由于三級管Q1是PNP型三級管，集電極輸出的電平剛好與而基射的電平相反，故在基極電平從最高幅值到零降低時，集電極輸出電壓和電流反而由最低漸漸增大至最高幅值，這樣，當這個電平輸入到芯片電流回授腳后，就可以調整主開關管的電流大小了。

5.3降壓式結構中驗證單級功率因數(shù)調整電路

圖5.3-1是在傳統(tǒng)BUCK降壓式線路上增加了功率因數(shù)調整元件，所以芯片電流腳檢測到的信號是主開關管M1和流經(jīng)三級管Q1電流的疊加之和。當整流后的電壓變化時，流過三極管Q1的電流也跟隨變化。

圖5.3-1:單級功率因數(shù)調整式實驗圖和相關測試波形

圖5.3-1右側是實驗板上測試得到的工作波形，從上到下各通道依次是：紫色是主開關管柵極的電壓波形，深藍色通道是芯片電流檢測腳的波形，綠色通道是主開關管M1源極上的電流波形，淺藍色通道是輸入電流的波形?？梢钥吹叫酒娏鳈z測腳原來是一個恒定的0.5參考電平，現(xiàn)在用外加的功率因數(shù)矯正電路后，主開關的平均電流波形被調整為半正弦形狀，原因就是三級管Q1集電極的輸出電平進入芯片電流檢測腳后，主開關管上的電流會先從過零點漸漸增大至最高幅值，再逐漸被降低到零。這樣輸入電流和輸入電壓的相位基本相似，也接近于交流正弦。

圖5.3-2是實驗得到總電流諧波測試的結果只有13%,可以看出相比原降壓和填谷式降壓都有非常大的提高，完全滿足能源之星對LED照明的功率因數(shù)要求。本實驗中選擇的電感為EFD15,感量為700mH,最低工作頻率在70KHz,功率因數(shù)0.95,工作效率達到93%以上。

圖5.3-2:單級功率因數(shù)調整式實驗結果

圖5.3-1對比原降壓結構線路圖2.1,在LED燈開路保護上也有改進，原圖用穩(wěn)壓管和功率額度較大的可控硅晶閘管來保護輸出電壓不至于過高引起輸出電解電容的損壞，其缺點就是，當發(fā)生開路時，主芯片一直是在工作，沒有停止，保護用的晶閘管的溫度也會比較高，有一定安全隱患。圖10中只在電感上增加了一個繞組來感應輸出電壓的變化，二級管D2整流新增繞組的負向電壓，當LED燈開路時，電解電容C1兩端的電壓上升，新增加的繞組絕對電壓也會隨之升高，D2整流的負向電壓也會升高直到穩(wěn)壓管D4導通，從而將芯片NTC腳電平拉低到0V,主開關停止工作，芯片進入保護模式。所以這種開路保護相比原保護要更簡單和可靠。

5.4 反激式結構中驗證單級功率因數(shù)調整電路

當然，單級降壓結構中的功率因數(shù)矯正的外圍線路也可以用到隔離反激式結構中，因為，在一部分LED照明中，隔離反激式結構的設計需求也是非常多的。圖5.4是試驗在隔離反激式結構的數(shù)據(jù)，控制芯片任然采用恩智浦公司的SSL2109,從測試出來的結果看到，功率因數(shù)和諧波電流與在降壓式結構中得的結果基本相同，都能做到功率因數(shù)(PF)值大于0.9和諧波電流小于20%的性能。

圖5.4:功率因數(shù)調整線路在反激結構應用結果

6 總結

6.1 概括對比三種功率因數(shù)校正方式的特點

前面分別對三種功率因素校正結構做了介紹和相關實驗，可以看出各結構都有其自身的特點，表6.1對三種功率因數(shù)校正方式做了比較說明，功率因數(shù)和諧波性能最好的是主動式功率因數(shù)矯正反激式轉換結構，但其缺點是線路復雜度和元件成本比其它兩種都要高;填谷式功率校正結構的缺點就是功率因數(shù)不夠高，諧波性能還是不好，元件成本雖然比主動式結構低，但還是比單極式結構要高;單級功率因數(shù)校正結構在諧波和功率因數(shù)性能上能完全滿足IEC63000-3-2的要求，其功率因數(shù)調整方式不僅結構簡單，而且外圍元件成本也最低;另一方面，在單級調整式結構中，因為橋式整流后的濾波電容容量很小，一般100~200nF左右，所以，輸出電流的低頻紋波會比前面兩種結構都要大一些，不過可以通過加大輸出端電容容量來解決這個問題。

表6.1:三種功率因數(shù)校正方式性能對比結果

6.2 結論：

本文就LED照明驅動器的設計方案做了相關探討和研究，特別是解決了如何用低成本的方法獲得的高功率因數(shù)和低電流諧波性能，經(jīng)過理論分析和實際實驗論證，證明出在傳統(tǒng)降壓式結構上改進出的單級功率因數(shù)調整式結構是可以完全達到高功率因數(shù)和低諧波的性能，也能容易地應用于LED照明驅動器的實際設計。