摘要：提出了一種Boost電路軟開關(guān)實現(xiàn)方法，即同步整流加上電感電流反向。根據(jù)兩個開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)的條件不同，提出了強管和弱管的概念，給出了滿足軟開關(guān)條件的設(shè)計方法。一個24V輸入，40V/2.5A輸出，開關(guān)頻率為200kHz的同步Boost變換器樣機進一步驗證了上述方法的正確性，其滿載效率達到了96.9％

關(guān)鍵詞：升壓電路；軟開關(guān)；同步整流

0    引言

    輕小化是目前電源產(chǎn)品追求的目標(biāo)。而提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關(guān)頻率提高的瓶頸是器件的開關(guān)損耗，于是軟開關(guān)技術(shù)就應(yīng)運而生。一般，要實現(xiàn)比較理想的軟開關(guān)效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關(guān)為主開關(guān)創(chuàng)造軟開關(guān)的條件，同時希望輔助開關(guān)本身也能實現(xiàn)軟開關(guān)。

    Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應(yīng)用于各種電源產(chǎn)品中。由于Boost電路只包含一個開關(guān)，所以，要實現(xiàn)軟開關(guān)往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。

    Boost電路除了有一個開關(guān)管外還有一個二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極管（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關(guān)作為主開關(guān)的輔助管，來創(chuàng)造軟開關(guān)條件，同時本身又能實現(xiàn)軟開關(guān)，那將是一個比較好的方案。

    本文提出了一種Boost電路實現(xiàn)軟開關(guān)的方法。該方案適用于輸出電壓較低的場合。

1    工作原理

    圖1所示的是具有兩個開關(guān)管的同步Boost電路。其兩個開關(guān)互補導(dǎo)通，中間有一定的死區(qū)防止共態(tài)導(dǎo)通，如圖2所示。通常設(shè)計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關(guān)的結(jié)電容以及死區(qū)時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設(shè)計下，S₂可以實現(xiàn)軟開關(guān)，

圖1    同步Boost變換器

圖2    電感電流不反向時的主要工作波形

(a)Stagel[t₀,t₁]    (b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃]    (d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅]

圖3    電感電流不反向時各階段等效電路

但是S₁只能工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

    1）階段1〔t₀～t₁〕    該階段，S₁導(dǎo)通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t₁時刻，S₁關(guān)斷，該階段結(jié)束。

    2）階段2〔t₁～t₂〕    S₁關(guān)斷后，電感電流對S₁的結(jié)電容進行充電，使S₂的結(jié)電容進行放電，S₂的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降，直到下降到零，該階段結(jié)束。

    3）階段3〔t₂～t₃〕    當(dāng)S₂的漏源電壓下降到零之后，S₂的寄生二極管就導(dǎo)通，將S₂的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S₂的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

    4）階段4〔t₃～t₄〕    S₂的門極變?yōu)楦唠娖?，S₂零電壓開通。電感L上的電流又流過S₂。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S₂關(guān)斷，該階段結(jié)束。

    5）階段5〔t₄～t₅〕    此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉(zhuǎn)移到S₂的寄生二極管上，而無法對S₁的結(jié)電容進行放電。因此，S₁是工作在硬開關(guān)狀態(tài)的。

    接著S₁導(dǎo)通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S₂實現(xiàn)了軟開關(guān)，但是S₁并沒有實現(xiàn)軟開關(guān)。其原因是S₂關(guān)斷后，電感上的電流方向是正的，無法使S₁的結(jié)電容進行放電。但是，如果將L設(shè)計得足夠小，讓電感電流在S₂關(guān)斷時為負的，如圖4所示，就可以對S₁的結(jié)電容進行放電而實現(xiàn)S₁的軟開關(guān)了。

圖4    電感電流反向時的主要工作波形 [!--empirenews.page--]

    在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。

    1）階段1〔t₀～t₁〕    該階段，S₁導(dǎo)通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變?yōu)檎?。?i>t₁時刻，S₁關(guān)斷，該階段結(jié)束。

    2）階段2〔t₁～t₂〕    S₁關(guān)斷后，電感電流為正，對S₁的結(jié)電容進行充電，使S₂的結(jié)電容放電，S₂的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降。直到S₂的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

    3）階段3〔t₂～t₃〕    當(dāng)S₂的漏源電壓下降到零之后，S₂的寄生二極管就導(dǎo)通，將S₂的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S₂的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

    4）階段4〔t₃～t₄〕    S₂的門極變?yōu)楦唠娖剑琒₂零電壓開通。電感L上的電流又流過S₂。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到變?yōu)樨撝?，然后S₂關(guān)斷，該階段結(jié)束。

    5）階段5〔t₄～t₅〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S₁的結(jié)電容進行放電，對S₂的結(jié)電容進行充電。S₁的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降。直到S₁的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

    6）階段6〔t₅～t₆〕當(dāng)S₁的漏源電壓下降到零之后，S₁的寄生二極管就導(dǎo)通，將S₁的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S₁的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

(a)Stagel[t₀,t₁](b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃](d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅](f)Stage6[t₅,t₆]

圖5    電感電流不反向時各階段等效電路

    接著S₁在零電壓條件下導(dǎo)通，進入下一個周期?？梢钥吹?，在這種方案下，兩個開關(guān)S₁和S₂都可以實現(xiàn)軟開關(guān)。

2    軟開關(guān)的參數(shù)設(shè)計

    以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現(xiàn)Boost電路的軟開關(guān)，其中兩個開關(guān)實現(xiàn)軟開關(guān)的難易程度并不相同。電感電流的峰峰值可以表示為

        ΔI=(V_inDT)/L（1）

式中：D為占空比；

      T為開關(guān)周期。

    所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為

    I_max=ΔI/2＋I_o（2）

    I_min=ΔI/2－I_o（3）

式中：I_o為輸出電流。

    將式（1）代入式（2）和式（3）可得

    I_max=(V_inDT)/2L＋I_o（4）

    I_min=(V_inDT)/2L－I_o（5）

    從上面的原理分析中可以看到S₁的軟開關(guān)條件是由I_min對S₂的結(jié)電容充電，使S₁的結(jié)電容放電實現(xiàn)的；而S₂的軟開關(guān)條件是由I_max對S₁的結(jié)電容充電，使S₂的結(jié)電容放電實現(xiàn)的。另外，通常滿載情況下|I_max|>>|I_min|。所以，S₁和S₂的軟開關(guān)實現(xiàn)難易程度也不同，S₁要比S₂難得多。這里將S₁稱為弱管，S₂稱為強管。

    強管S₂的軟開關(guān)極限條件為L和S₁的結(jié)電容C₁和S₂的結(jié)電容C₂諧振，能讓C₂上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。

    C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)LI_max²（6）

    將式（4）代入式（6）可得

    C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)L（7）

    實際上，式（7）非常容易滿足，而死區(qū)時間也不可能非常大，因此，可以近似認(rèn)為在死區(qū)時間內(nèi)電感L上的電流保持不變，即為一個恒流源在對S₂的結(jié)電容充電，使S₁的結(jié)電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。

    (C₂＋C₁)V_o(<=)t_dead2（8）

式中：t_dead2為S₂開通前的死區(qū)時間。

    同理，弱管S₁的軟開關(guān)寬裕條件為

    (C₁＋C₂)V_o(<=)t_dead1（9）

式中：t_dead1為S₁開通前的死區(qū)時間。 [!--empirenews.page--]

    在實際電路的設(shè)計中，強管的軟開關(guān)條件非常容易實現(xiàn)，所以，關(guān)鍵是設(shè)計弱管的軟開關(guān)條件。首先確定可以承受的最大死區(qū)時間，然后根據(jù)式(9)推算出電感量L。因為，在能實現(xiàn)軟開關(guān)的前提下，L不宜太小，以免造成開關(guān)管上過大的電流有效值，從而使得開關(guān)的導(dǎo)通損耗過大。

3    實驗結(jié)果

    一個開關(guān)頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關(guān)實現(xiàn)方法的正確性。

    該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

    輸入電壓V_in    24V

    輸出電壓V_o    40V

    輸出電流I_o    0～2.5A

    工作頻率f    200kHz

    主開關(guān)S₁及S₂    IRFZ44

    電感L    4.5μH

    圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創(chuàng)造了S₁軟開關(guān)的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關(guān)S₁和S₂都實現(xiàn)了ZVS。但是從電壓v_ds的下降斜率來看S₁比S₂的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。

    圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉(zhuǎn)換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。

(a)Current of L(I_o=1A)

(b)v_gs and v_ds of S₂(I_o=2.5A)

(c)v_gs and v_ds of S₁(I_o=2.5A)

圖6    實驗波形（V_in=24V）

圖7    不同負載電流下的效率曲線

4    結(jié)語

    本文提出了一種Boost電路軟開關(guān)實現(xiàn)策略：同步整流加電感電流反向。在該方案下，兩個開關(guān)管根據(jù)軟開關(guān)條件的不同，分為強管和弱管。設(shè)計中要根據(jù)弱管的臨界軟開關(guān)條件來決定電感L的大小。因為實現(xiàn)了軟開關(guān)，開關(guān)頻率可以設(shè)計得比較高。電感量可以設(shè)計得很小，所需的電感體積也可以比較?。ㄍǔ？梢杂肐型磁芯）。因此，這種方案適用于高功率密度、較低輸出電壓的場合。