摘要：自從有源箝位專利技術到期之后，鑒于此技尤的獨特優(yōu)勢，三家西方公司都推出了將其用于大功率PC及服務器的設計方案。其中ONSEMI的設計通過了80plus認證。文中以NCP1282為版本，詳細論述了有源箝位PC電源設計的控制IC和功率器件選型注意事項以及設計時的參數調整，供設計人員參考。
關鍵詞：有源箝位；同步整流；電源；NMOS

    對于控制IC的選擇，其高壓輸入的變換器推薦為NCP1282，低成本的可以選擇UC3843+UC3714，當然也可選擇UCC2893(UCC2894)或其它。
    選定控制IC之后必須熟悉其外圍電路元件及其基本方框電路的特性，以下是一些器件的選擇及設計注意事項，供參考。

1 功率器件的選擇
1．1 主功率MOSFET
    一般選擇VDS=(1．8～2)VINmax，這里選擇800V。
    通過計算，選MOS QMAIN，8～10A足夠，為留一定余量，可以選11～14A，選擇過大的MOS并非是最上策。在高輸入電壓時，導通損耗不是太大，過大的MOS驅動損耗會加大，開關速度明顯變慢，會給200kHz時的ZVS帶來困難。
    選擇MOS時不僅根據電壓電流，還要在數據表中找出其Qg，RSDOX，ton，toff及Coss，并記錄下來。
1．2 箝位MOS
    由于變壓器中磁能總量畢竟是有限的，所以箝位MOS QAUX耐壓仍選800V，電流只選擇QMAIN的1／3即可，但選擇Qg AUX小的MOS以便減小驅動損耗，選擇好以后，記下其ton，toff及Coss，RDS(on)。
1．3 同步整流MOS QF及QR的選取
    由于PC工作在PFC的400V相對穩(wěn)定的輸入電壓之后，占空比變化很小，基本控制在45～48％，所以QF及QR的電壓、電流選取很相象，可統一考慮。
    首先選擇耐壓，對于12V輸出時在45％的占空比之下，選擇60V MOSFET比較合適。它承受最高2．2倍的輸出電壓，加上開關時的尖峰電壓，并取20％的安全系數，當然也可以選50V的MOSFET。若VIN變化大，則按最壞情況考慮。
    對于MOS電流的選取，則主要按照導通電阻RSDON來考慮，以得到最高的整流效率，所以其IDS為輸出電流的四倍以上，必要時采用幾個MOSFET并聯，以解決RSDON的問題。若按公式計算則要計入電感中的紋波電流。
    對于占空比較大的情況，兩個MOS QF及QR則要獨立計算，分別選取。
1．4 輸出濾波電感的計算和設計
    輸出濾波電感在PC電源中，經常是將12V與5V兩組合在一起繞制，為了提高兩輸出電壓的交叉調整率，還要提高它的耦合度。對輸出濾波電感因其直流成份為主，不用考慮導線的超膚效應，也不要考慮用過大的感量，以選擇好磁芯后將兩組電感都繞下為上策。一般取：
   
    電感磁芯的選取一般考濾MPP磁芯，它的飽和磁密B值高，工作頻率高，損耗較小，因為我們是在200kHz下的ZVS工作方式。電感中的紋波電流為：
   
    因此，考慮磁芯的飽合度時，按(Iout+2△ILO)大小的電流處理。[!--empirenews.page--]
1．5 輸出濾波電容的計算和設計
    輸出濾波電容要考慮工作頻率，紋波大小，電容的ESR及ESL，由于有源箝位工作在200kHz之下，又考慮到成本，所以必須選擇優(yōu)質的低ESL及ESR鋁電解電容，減小每個電容的容量，增加并聯電容的數量，由于工作頻率的提升已經比67．5kHz的方案少用一半容量的電容，因此上策是數量不變，減小單個容量，大約減一半左右。
   
    這是最小的限定值，實際應該參照ESR、ESL大約加出50～80％，應對負載的變化，限制瞬態(tài)電壓不超過3％，則有：
   
    為了減小噪聲，在電解電容的最終點要加入一支瓷片電容消除噪聲，容量為10μF左右。
1．6 功率變壓器的設計
    功率變壓器的設計計算與硬開關狀態(tài)的計算方法完全一致，再測出Lm，Lr。接入電路后，先串入外部電感Lr，調好功率MOS的ZVS狀態(tài)后，取下外串電感Lr，加入氣隙達到與試驗相同的主功率MOS的ZVS狀態(tài)，記錄此時變壓器的Lm及Lr，以上即為設計結果。變壓器的導線切記f=200kHz，而不能選擇d超過0．27mm的導線。大電流時宜選擇銅箔，銅箔應縱向切開縫隙減少渦流損耗。在磁芯磁密選擇時考慮到200kHz頻率，B值不宜超過2200高斯。

2 箝位電容MOS及相關元件的設計
    變壓器驅動法，IC驅動法可參考L6384的驅動設計。
    對于箝位電路，核心是令變壓器磁芯完全復位，使其工作在第I和第Ⅲ象限，這里主要按伏秒積考慮。
   
    箝位電容較大時，主功率MOS耐壓可以降低，箝位電容較小時，變壓器復位時間較長，按工作頻率及主功率MOS的波形，做最后調試決定。

3 功耗計算及效率預估
3．1 主功率及箝位MOSFET的功耗
    選定主功率MOS之后，查出其RSDON，工作在ZVS狀態(tài)，主要功耗為導通損耗。
   
    但是其Coss充放電造成的諧振損耗是拿不掉的，應該計算。其計算式為：
   
    式中，VCL為箝位電容上的電壓最高值。驅動損耗的發(fā)熱在驅動器部分不在MOS上。實際上因為達不到絕對的零開關損耗，實際損耗比上述計算值要大出10％左右。
    箝位MOS的功耗更難于計算，可按主功率MOS功耗的30％來估算。[!--empirenews.page--]
3．2 同步整流MOS QF的功耗
   在最壞條件下，QF功耗主要為導通損耗，其次為開關損耗。
   
   
    開關損耗為開啟損耗及體二極管反向恢復損耗，兩項加在一起可按導通損耗的50％估算。
   
3．3 回流MOS QR的功耗
    在最壞情況下，QR的功耗主要為導通損耗及體二極管反向恢復損耗。
   
3．4 其它損耗
    (1)功率變壓器的損耗
    功率變壓器損耗的計算很繁鎖，為簡化設計按總功率的1．5～1．8％估算，其損耗來源為銅損及鐵損，銅損由導線電阻造成，若是銅箔還有渦流損耗。鐵損即磁芯損耗，主要為磁滯損耗及渦流損耗。
    (2)輸出濾波電感的損耗
    輸出濾波電感的損耗與變壓器類似，主要是銅損及鐵損，按總功率的0．5～0．8％考慮估算。
    (3)輸出濾波電容的損耗
    輸出濾波電容的損耗主要為在開關頻率下的ESR、ESL以及電解電容的漏電造成，此部分開始估算時可以忽略。
    (4)控制電路的功耗
    控制電路的功耗包括初級的控制IC靜態(tài)功耗，對主功率MOS，箝位MOS的驅動功耗，對同步整流MOS的驅動功耗，反饋放大器及光耦部分的功耗，可按0．5％的總功耗估計。

4 其它設計
4．1 PFC設計
    PFC按CCM方式設計，建議選擇ICE1PCS01或NCP1653。工作頻率建議選為PWM的一半，若能令兩者同步更為可取。主要求出升壓電感L，升壓二極管D，主功率MOSFET-Q的選擇及功耗計算，Bulk電容的計算和選擇。
    對于PCB設計，由于有源箝位方式的工作頻率比雙晶正激電路高一倍多，所以它的PCB-Layout要給予更多的關注?？砂凑誔FC、PWM控制IC的應用注意認真處理。
4．2 輸出設計
    對于5V及3．3V的輸出設計，建議選擇Post Regulator方案，當然按成本考慮也可以采用磁放大器：在反饋系統設計時，建議選擇開環(huán)增益更高的運算放大器LM358。