摘要：為了減小輸出電流的紋波，在傳統(tǒng)的全橋移相零電壓零電流(ZVZCS)-PWM變換器的基礎上設計了一種優(yōu)化的變換器。通過在次級引入一個輔助電路，既能使超前臂實現(xiàn)ZVS，滯后臂實現(xiàn)ZCS，又能減小輸出電流紋波。輔助電路中無損耗元件和有源開關，能克服傳統(tǒng)變換器的缺點。該電路具有高效率，低損耗，小電流紋波和能帶大功率負載的優(yōu)點。根據電路特征和設計要求，選擇采用2．5 kW，100 kHz的IGBT作為基本元件研制了一臺實驗樣機，并驗證了該理論的正確性。
關鍵詞：變換器；零電壓零電流開關；電流紋波；移相全橋

1 引言
    為了在高頻電路中使用IGBT，提出了ZVZCS全橋PWM變換器。ZVZCS由超前臂和滯后臂構成，超前臂實現(xiàn)了ZVS，滯后臂實現(xiàn)了ZCS。針對電流紋波會帶來很多弊端的問題，通過在變壓器次級引入一個輔助電路，不但滿足了ZVZCS的初始條件，還減小了電流紋波。為了能更好地實現(xiàn)zCS，采用在滯后臂串聯(lián)二極管的方法。優(yōu)化電路的優(yōu)點是沒有有損元件和外部電源，可減小能量的消耗并保證系統(tǒng)總的工作效率。此外，沒有大的能量流通且無二次寄生響應生成。

2 工作原理與設計
    圖1示出優(yōu)化電路的拓撲。該拓撲在傳統(tǒng)變換器的基礎上加了一個輔助電路并在滯后臂串聯(lián)二極管來實現(xiàn)其功能。假設除特別指定元件，所有電阻、電感、電容和變壓器均為理想元件。

    該電路在半個周期內共有8個工作狀態(tài)，其工作原理簡述如下：
    [t0～t1]階段 t0之前，VS2零電流開通。t0時刻，VS1和VS2導通，箝位電容Cc上的電壓uCc由于漏感的諧振從零開始增大。由耦合電感、Cc和二極管VDb組成的回路可保持對Cc持續(xù)充電，所以使得uCc=2uLo。加大uCc能更有效地加快初級電流ip的下降速度，并起到箝位電壓的作用。Cr使得次級整流二極管上漏感和節(jié)點電容沒有產生寄生響應。初級電壓uab、電流ip，次級電壓uCc、電流iC分別為：
   
    [t1～t2]階段 uCc保持是Lo兩端電壓的兩倍。uab和ip保持不變，uab(t)=Uin，ip(t)=nIo。
    [t2～t3]階段 VS1關斷，ip對C1充電，C3放電。uab減小，uCc按照n2／n1比率下降。uab線性下降，uab(t)=Uin-nIot／(C1+C3)，ip(t)=nIo。
    [t3～t4]階段 當整流電壓等于uCc時，VDc導通，Cc維持整流電壓，整流側電壓減小速度比初級慢。LIK儲存的能量保持C1充電，C3放電(設Cc>>C1，C3)，故uab仍按照原始速率減小。該模式結束時，ip和uCc定義為iα，uα。
    [t4～t5]階段 C3放電結束，二極管VD3導通，然后VS3開通，此時實現(xiàn)了ZVS。次級漏感電流和ip迅速下降，Cc提供能量。ip降至零時，整流側電壓定義為μβ。
   
    [t5～t6]階段 ip被重置，整個初級側電路沒有電流流過。Cc提供整個電路的電流，因此整流電壓下降得很快。uCc(t)=-Iot／Cc+uβ。
    [t6～t7]階段 VD2阻斷了ip反向環(huán)流，使得ip保持為零，這為滯后臂實現(xiàn)ZCS提供了十分必要的先決條件。Cc放電完畢，整流二極管全部導通，Lo提供整個回路的能量。該周期結束，VS2關斷，完成ZCS過程。
    [t7～t8]階段 經VS2，VS4死區(qū)時間后，VS4實現(xiàn)ZCS，這是因為漏感限制了ip上升速度，令其不能突變。ip線性增加，整流電壓為零。這是上半個工作周期，后半個工作周期與之相似。
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3 輸出電感的零電流紋波
    輸出濾波電感上有零電流紋波。引入一個輔助電路可大幅降低零電流紋波，且不影響DC／DC轉換和ZVZCS過程，如圖2a所示。簡化的耦合電感等效電路模型如圖2b所示。電流耦合電感模型由理想變壓器和漏感組成。假設電感波形的等效變換u1和u2是相等的，那么初、次級漏感為：LI1=(1-kn)L1，LI2=n(n-k)L1。其中，耦合系數k=Lm／，匝比。Lm為互感系數，L1，L2分別為初、次級繞組自感。若滿足n=k，次級漏感將降為零。初級電感中存在零電流紋波，可通過改變n，k減小紋波。文獻中k的變化是連續(xù)的，而改變線圈匝數使得n變成離散的。因此，改變n的方法可很容易實現(xiàn)該電路要求。

4 主要參數的選取
    取Uin=400 V，變壓器初級最大導通占空比Dmax=0．8，LIK=3．6 μH，輸出電壓Uo=48 V，開關頻率fs=100 kHz，由于IGBT能產生電流拖尾現(xiàn)象，所以滯后臂與超前臂的死區(qū)時間應該被設置長些，在此取3μs。并聯(lián)在VS3兩端的C3在[t4～t5]時刻完全放電才能保證VS3實現(xiàn)ZVS開通，并滿足：t3-t4=(1／ωα)arcsin[(n2uCc)／(IoZα)]≤π／(2ωα)]，經計算C3=2．169nF，實際取C1=C3=2．2nF。
    變壓器初、次級匝數比是在變壓器初級最大占空比及最低輸入電壓前提下，次級輸出電壓能達到的最大值，即n≤UinminDmax／Uomax。經計算，取n=4。
    在t4時刻，Cc提供能量，開始放電。若使滯后臂能夠完全實現(xiàn)ZCS，應使漏感中儲存的能量小于Cc中儲存的能量，即漏感中儲存電荷的續(xù)流放電時間小于Cc中儲存的磁通鏈的放電時間。，進而可推導出：。由上式可見，Cc越大，越容易實現(xiàn)變換器滯后臂的ZCS變換，但會使充電時間變長，為降低對其他工作階段的影響，取Cc=0．2μF。
    輸出濾波電感電流Io較大，濾波電容Co充電，輸出電壓Uo會增大；反之，Uo會減小，因此Uo會有個小的波動電壓△uo。一個開關周期中，Co的充電電荷計算公式為：△Q=△iLTL／8，推出△uo=△Q／Co，由于電容有損耗，設計中取Co=50μF。

5 實驗結果與分析
    建立以2．5 kW，100 kHzIGBT作為基本元件的ZVZCS移相全橋PWM變換器的仿真模型。初級電壓、電流波形如圖3a所示，實現(xiàn)初級的逆變功能，為整流過程的輸入提供了基本保障。圖3b為滯后臂開關波形，可見VS2關斷前流過電流為零，所以實現(xiàn)了ZCS。傳統(tǒng)電路和改進電路的電感電流紋波如圖3c，d所示。可見，改進電路的紋波遠小于傳統(tǒng)電路波形。小的半圓形電流紋波是由Cc的充電電流引起的。由實驗可知，所有得到的波形在誤差允許范圍內滿足要求。

6 結論
    改進電路有很多優(yōu)點：電流紋波極小、電路中使用無損耗元件、無附加激勵開關、帶負載能力強、占空比丟失小、設備電壓和電流壓力最小化等。由于低損耗的優(yōu)點，使得改進的變換器因大功率密度而可被應用于大功率(大于1kW)設備。