摘要：設(shè)計(jì)了一套2．5V／18 kA低電壓大電流的開關(guān)電源系統(tǒng)。通過對各種功率變換器主電路及幾種成熟的高頻整流電路進(jìn)行分析比較，并與實(shí)際情況相結(jié)合，選擇全橋電路作為功率變換器的逆變電路，選擇全波整流為高頻整流方案。良好的反饋控制方式是高精度輸出和快速動態(tài)響應(yīng)的有效保證。通過分析，選擇電流反饋環(huán)為外環(huán)的雙閉環(huán)控制。最后由電源樣機(jī)輸出的測試波形可知，輸出電壓、電流的紋波與設(shè)計(jì)值相差不大，同時針對電源系統(tǒng)輸出中不滿足設(shè)計(jì)要求的原因，提出了改進(jìn)方法。
關(guān)鍵詞：電源；全橋電路；高頻整流；電流模式

1 引言
    穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場實(shí)驗(yàn)裝置是國家“十一五”重大科技基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)項(xiàng)目之一，高穩(wěn)定度直流電源系統(tǒng)是該裝置的關(guān)鍵子系統(tǒng)。外超導(dǎo)磁體組對超導(dǎo)磁體模型線圈進(jìn)行試驗(yàn)是建設(shè)40 T混合磁體中關(guān)鍵一步。為了滿足試驗(yàn)要求，在此提出設(shè)計(jì)研制2．5 V／18 kA的開關(guān)電源．參數(shù)要求：電壓0～2．5 V。電流0～18 kA，自動勵磁速度1～100 A／s，電壓紋波不大于1％，電流紋波不大于0．2％。

2 DC／DC功率變換器
    此電源系統(tǒng)輸出功率為45 kW，輸入為三相交流380 V網(wǎng)電，輸出為2．5 V直流電，電源的效率偏小，輸入功率較大。當(dāng)輸入功率較大時，一般采用三相交流輸入。三相網(wǎng)電整流后的電壓為514 V，電源系統(tǒng)的輸出為2．5 V，是一個降壓型開關(guān)電源。輸入與輸出電壓較大時，一般都采用帶隔離變壓器的開關(guān)電源。設(shè)計(jì)隔離型開關(guān)電源的關(guān)鍵是選擇DC／DC功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，當(dāng)電源輸出功率較大時，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以從推挽電路、半橋式電路和全橋電路中選擇。
    推挽式電路中開關(guān)管的利用率較高，導(dǎo)通壓降較小，交替導(dǎo)通的兩個開關(guān)管VZ1和VZ2發(fā)射極公共，且驅(qū)動電路較為簡單。VZ1和VZ2的驅(qū)動定時和特性出現(xiàn)偏差時，變壓器的磁通會發(fā)生單方向偏磁。偏磁嚴(yán)重時，會存在輸入回路中不能轉(zhuǎn)換為輸出功率的直流電流流通，導(dǎo)致變換效率降低。開關(guān)管電壓Uce最大值為輸入電壓Uin的2～3倍，這種電路比較適用于Uin較低的場合。
    半橋式和全橋式電路適用于Uin較高的場合，Uce最大值為Uin。橋式電路可以將變壓器初級的漏感電壓尖峰箝位于直流輸入母線電壓，并將漏感儲能回饋到輸入母線，而不是損耗在有損緩沖電路中的電阻上。半橋式電路的輸出電壓可表示為：
   
    全橋式電路的集電極電流小，在使用相同開關(guān)管的全橋電路可得到2倍的半橋輸出功率。半橋變換器最大輸出功率由初級峰值電流和開關(guān)管能承受的最大關(guān)斷電壓決定，雖然半橋變換器輸出功率可達(dá)1 kW，但大多數(shù)滿足12 A電流等級的IGBT放大倍數(shù)往往太小，而且滿足電流電壓條件的MOSFET管的導(dǎo)通壓降太大，且成本太高，所以一般半橋變換器功率超過500 W時考慮使用功率加倍的改進(jìn)半橋變換器，即全橋變換器，該電源選用全橋變換器，其電路如圖1所示。[!--empirenews.page--]

3 高頻整流電路
    實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)電源的設(shè)計(jì)成本應(yīng)盡量低，體積應(yīng)盡量小，因此暫不考慮同步整流。設(shè)計(jì)要求選擇合適的高頻整流電路以盡可能地降低整流損耗，此電源的開關(guān)頻率在幾十千赫茲，對整流管的反向恢復(fù)時間要求很高。若要求恢復(fù)時間很短，可選擇合適的快恢復(fù)二極管、超快恢復(fù)二極管或肖特基二極管，前兩項(xiàng)雖然反向恢復(fù)時間也可滿足要求，但導(dǎo)通壓降為0．6～0．8 V，而該電源中選擇的肖特基二極管導(dǎo)通壓降只有0．3V。
    半波整流是以“犧牲”一半的交流為代價而換取整流效果，電流利用率很低，一般用在高電壓小電流的環(huán)境下。全波整流和全橋整流的輸出電壓波形相似，全橋整流每半個周期有兩個整流二極管導(dǎo)通，造成通態(tài)損耗增加。全橋整流電路可以減小二極管兩端反向承擔(dān)的壓降，所以全橋整流一般用在輸出電壓高、電流小的環(huán)境下。設(shè)計(jì)低電壓、大電流、高頻整流電路時，全波整流最為合適。全波整流電路在正常工作情況下，每次只有一個整流管導(dǎo)通，與全橋整流電路相比，通態(tài)損耗減小，電源能量轉(zhuǎn)換效率提高，同時能有效減少整流電路中元器件的數(shù)量，從而達(dá)到開關(guān)電源體積盡可能小的目的，圖2示出各整流電路圖。

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    倍流整流電路與全波整流電路相比，減小了變壓器次級繞組電流的有效值；變壓器的利用率高，無中心抽頭；輸出電感紋波電流相互抵消，可減小輸出電壓紋波；雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。要實(shí)現(xiàn)倍流整流就要求L1和L2的電感值足夠大，同時要保證L1和L2中電流均等變化。鑒于該開關(guān)電源的輸出電流很大，設(shè)計(jì)有足夠大電感量且同時能夠流通1 kA以上電流的電感實(shí)現(xiàn)起來比較困難，所以在設(shè)計(jì)中不考慮倍流整流，最終選擇全波整流。

4 反饋控制方案
    在開關(guān)電源系統(tǒng)中由于輸入電壓發(fā)生變化、電源內(nèi)部元器件因外界環(huán)境的影響而導(dǎo)致性能參數(shù)及外部負(fù)載發(fā)生變化，或某些突發(fā)事件均會引起輸出發(fā)生變化。為穩(wěn)定開關(guān)電源的輸出，引進(jìn)反饋信號進(jìn)行誤差放大，然后與基準(zhǔn)信號作比較，調(diào)節(jié)開關(guān)管觸發(fā)脈沖的相位，獲取穩(wěn)定的輸出。
    反饋控制模式在實(shí)際應(yīng)用中分為電壓模式和電流模式。由于主電路中有較大的濾波電容電感，電壓模式對于輸入電壓的變化會產(chǎn)生相延時作用。電壓模式輸出電壓發(fā)生變化時，采樣信號經(jīng)過誤差放大器的補(bǔ)償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器來改變觸發(fā)脈沖的相位?；谏鲜鰞蓚€原因使其對輸入電壓的動態(tài)響應(yīng)速度變慢。提高電壓模式動態(tài)響應(yīng)速度的主要方式是采用雙閉環(huán)控制，即電流模式控制，其控制框圖如圖3所示。

    該電源系統(tǒng)對輸出電流精度要求較高，雙閉環(huán)控制最終跟蹤信號應(yīng)為輸出電流，所以設(shè)計(jì)采用電壓環(huán)為內(nèi)環(huán)，電流反饋環(huán)為外環(huán)，最終達(dá)到對電流更加精確地跟蹤控制。

5 整體結(jié)構(gòu)和實(shí)驗(yàn)分析
    圖4示出開關(guān)電源設(shè)計(jì)整體結(jié)構(gòu)圖。通過上述分析，2．5 V／18 kA模型線圈電源主要結(jié)構(gòu)已經(jīng)很明晰，將3組相同的2．5 V／6 kA的模塊并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)18 kA輸出。主結(jié)構(gòu)采用功率二極管進(jìn)行三相整流、全橋逆變電路、全波整流和全橋移相控制。圖中，L1為三相整流功率因數(shù)校正電感，R1為軟啟動電阻，C1為輸入濾波電容，L2為諧振電感，Tx1～Tx2為12個高頻變壓器，VD7～VD30為高頻整流管，L3～L4和C3構(gòu)成輸出LC濾波網(wǎng)絡(luò)，CS1為輸出電流檢測，US1為輸出電壓檢測。經(jīng)過計(jì)算取L1=0．7 mH，C1=6．8 mF，R1=150 Ω，L2=3．4μH，C2=20μF，L3=0．8 μH，C3=0．7 F，變壓器的變比為8：1。

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    根據(jù)參數(shù)值搭建原理圖，借助ORCAD PSpcie仿真獲得輸出電流電壓紋波波形?？芍?，該設(shè)計(jì)完全能滿足設(shè)計(jì)要求，但仿真中很多元器件都是工作在理想狀態(tài)，與實(shí)際使用的元器件存在一定的偏差。電源裝配期間遇到一些與理論設(shè)計(jì)不相符的地方，最后在初始設(shè)計(jì)基礎(chǔ)上進(jìn)行調(diào)整，依舊可獲得較好的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在理論指導(dǎo)的基礎(chǔ)上進(jìn)行電源裝配，設(shè)計(jì)出能夠滿足要求的負(fù)載，獲取實(shí)際輸出電壓和電流波形進(jìn)行分析，獲得改進(jìn)措施。
    基于全橋移相控制芯片UCC3895做出樣機(jī)，設(shè)計(jì)滿足要求的負(fù)載，通過長期穩(wěn)定的實(shí)驗(yàn)獲得輸出電流紋波和電壓紋波波形。圖5分別示出輸出電流、電壓紋波波形。由圖5a可知，計(jì)算可以得到電流紋波有效值為11 A，小于當(dāng)初設(shè)計(jì)值12A。由圖5b可知，電壓紋波峰-峰值為120 mV，有效值約為67 mV，大于當(dāng)初的設(shè)計(jì)值25 mV，顯然在消除電壓紋波方面要做出改進(jìn)。

    實(shí)驗(yàn)采用阻感性負(fù)載，造成輸出電壓紋波大的原因可能有兩個：①輸出濾波電容存在等效串聯(lián)電阻和接觸電阻；②控制方案和控制參數(shù)選取不合適。通過對圖5b的分析可知，電壓紋波中包含較多的低頻紋波，由于樣機(jī)采用電壓控制模式，響應(yīng)速度慢，低頻的紋波很難消除干凈，致使輸出電壓中包含輸入電壓低頻紋波成分，這類紋波可通過增大PI調(diào)節(jié)器的增益或改為大P調(diào)節(jié)器和適當(dāng)增加輸入濾波電容C1而得到有效解決。

6 結(jié)論
    基于上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以制造出滿足參數(shù)要求的高頻開關(guān)電源。由于樣機(jī)只是調(diào)試階段，所以在反饋控制時沒有采用雙閉環(huán)控制，以致輸入端混入低頻紋波，樣機(jī)在手工接線和組裝時較為粗糙，導(dǎo)致與輸出濾波電容串聯(lián)的等效電阻較大。在這兩個方面進(jìn)行改進(jìn)，電壓紋波最后能滿足要求。此電源通過功率變換結(jié)構(gòu)的合理選擇以及器件參數(shù)的優(yōu)化，有效地解決了傳統(tǒng)電源中存在的效率低、體積大、動態(tài)性能差等問題。另外通過實(shí)驗(yàn)人員連續(xù)10 h的帶載運(yùn)行可知，該設(shè)計(jì)滿足開關(guān)電源的可靠性要求。