1、 引言

在高頻開關變換器中磁性元件的應用非常廣泛，主要有變壓器和電感器兩大類：當變壓器用時，可起電氣隔離、升降壓及磁耦合傳遞能量等作用;當電感器用時，起到儲存能量、平波與濾波等功能。并且其性能的好壞對變換器的性能產(chǎn)生重要影響，特別對整個裝置的效率、體積及重量起舉足輕重的作用。因此，磁性元件的設計是高頻開關變換器設計中的重要環(huán)節(jié)。

高頻開關變換器中的磁性元件設計，通常是根據(jù)鐵芯的工作狀態(tài)，合理選用鐵芯材料，正確設計計算磁性元件的鐵芯及繞組參數(shù)。但由于磁性元件所涉及的參數(shù)太多，其工作狀態(tài)不易透徹掌握，因此常規(guī)的設計方法不能全面反映其實際工作情況和考慮其它因素的影響，也就很難達到所需的性能指標和滿足設計要求。

針對高頻開關變換器中的磁性元件設計的重要性、必要性及其復雜性，筆者采用IntuSOFt公司的“Magnetics Designer”軟件根據(jù)磁性元件的實際工作情況進行計算設計，獲得較理想的效果。本文首先介紹了磁性元件設計中應考慮、注意的一些問題，并針對600W雙管正激變換器中的高頻變壓器給出了具體的設計方法和設計過程，最后通過仿真加以驗證。

2、 磁性元件設計中應考慮的要點

2.1 鐵芯瞬態(tài)飽和

在高頻開關變換器啟動瞬間，由于雙倍磁通效應，其磁性元件的鐵芯可能瞬態(tài)達到飽和，從而產(chǎn)生很大的浪涌電流，導致與磁性元件相連的開關器件損壞。因此，為防止鐵芯瞬態(tài)飽和，可采用的方法：一是把工作磁感應強度值減小，但這樣會降低鐵芯的利用率;二是增加軟啟動環(huán)節(jié)，啟動時減小功率管的導通脈沖寬度，然后逐漸增大磁感應強度到穩(wěn)態(tài)值。

2.2 繞組的漏感

繞組的漏感對高頻開關變換器產(chǎn)生很大的負面效應，影響其正常運行。例如當功率開關關斷時，繞組的漏感儲能釋放，在主開關上產(chǎn)生電壓尖峰，使功率器件電壓應力增大;另外，一臺開關變換器中有多個磁性元件，因而有多個寄生電感，造成嚴重的電磁干擾(EMI)。為減少繞組的漏感，可采取的措施有：一是選擇合適的鐵芯結構和形狀;二是繞組設計成瘦高型，增加繞組高度，減小繞組厚度;三是繞組采用絞合銅線或?qū)挶°~箔，使銅占因子升高;四是采用分層交叉繞制方法，使繞組耦合緊密。

2.3 集膚效應

磁性元件在高頻工作時，導線中通過交變電流會產(chǎn)生集膚效應，即導線橫截面上的電流分布不均勻，內(nèi)部電流密度小，邊緣部分電流密度大，使導線有效橫截面積減小，電阻增大。為使集膚效應的影響減小，導線直徑應不大于兩倍滲透深度。

3、 雙管正激變換器中的高頻變壓器設計

圖1為組合雙管正激變換器的電路原理圖，M1,M2,D1,D2與副邊拓撲構成1#雙管正激變換器，M3,M4,D3,D4與副邊拓撲構成2#雙管正激變換器。工作時，2#變換器的控制脈沖相對于1#變換器移相了1800,雙路變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1,D2或D3,D4向原邊輸入電源回饋能量，實現(xiàn)鐵芯磁復位。

圖1 組合雙管正激變換器的電路原理圖

下面針對圖1中的高頻變壓器進行具體的分析與設計，電路的參數(shù)如下：輸入電壓VCC = 12v,輸出電壓Vo = 120v,輸出電流Io = 5A,開關頻率f = 100K,工作占空比D = 0.45,濾波電感Lf = 50 uH.

3.1 高頻變壓器的磁分析

由于加在變壓器原邊的激磁電壓為單向脈沖，鐵芯的磁狀態(tài)工作于局部磁滯回線上，如圖2所示。當功率管導通時，t∈[0,DT],變壓器原邊正脈沖電壓序列激磁，鐵芯內(nèi)磁感應強度B沿局部磁滯回線從Br磁化到Bm;關斷時，t∈[DT,T],變壓器原邊電壓為零，鐵芯通過二極管實現(xiàn)磁復位，磁感應強度B沿局部磁滯回線從Bm去磁至Br.

圖2 變壓器鐵芯的局部磁滯回線

通過圖2可知，由于鐵芯磁狀態(tài)只在B-H平面第一象限內(nèi)變化，故鐵芯不能充分利用，利用率較低，并且工作于局部磁滯回線，磁導率也較低。因此，對于雙管正激變換器中的高頻變壓器，應選擇高Bs、高磁導率、低Br及低損耗的磁性材料。

3.2 高頻變壓器的參數(shù)分析計算

單路變壓器的工作頻率f = 100k ,因此，對于濾波電感其工作頻率為2f = 200k,分析計算可得：

峰峰值電感電流：

其中， VD:續(xù)流二極管壓降，取為0.5v.

電感的平均電流：

電感的最大電流：

電感的最小電流：

變壓器副邊直流電流的平均值：

變壓器副邊交流電流的平均值：

變壓器原邊電壓：

其中，Vmosfet:功率開關管的導通壓降，取為0.5v.[!--empirenews.page--]

變壓器副邊電壓：

其中，VDW:整流二極管的壓降，也取為0.5v.

原、副邊匝數(shù)比：

變壓器原邊直流電流的平均值：

變壓器原邊交流電流的平均值：

另外，單路變壓器的輸出功率為320W(考慮損耗)，最大室溫為25攝氏度，最大溫升為60攝氏度。通過以上的參數(shù)分析計算，得到高頻變壓器的設計規(guī)格如表一所示：

表一 高頻變壓器的設計規(guī)格

3.3 高頻變壓器的軟件實現(xiàn)及SpICe模型

根據(jù)表一的設計規(guī)格，使用Magnetics Designer軟件完成高頻變壓器的自行設計。首先選取適用的鐵芯與材質(zhì)，當輸入工作頻率值后，鐵芯精靈軟件會自動選取適當?shù)蔫F芯尺寸，并由程序自動最佳化處理尺寸大小，然后在變壓器窗口中輸入相關繞組電壓值與電流值等設計規(guī)格，進行多次的改進設計，最后Magnetics Designer會將變壓器的電氣特性與繞組規(guī)格產(chǎn)生完整的輸出報告，以轉(zhuǎn)交給制造商制作高頻變壓器或提供給使用者作設計參考。

另外，Magnetics Designer軟件可以建立所設計的高頻變壓器Spice模型，此模型包括所有的鐵芯損與銅損、交流與直流電阻、漏電感與磁化電感和繞組電容等，并且是以子電路的形式實現(xiàn)的，可以很容易的與Pspice電路仿真軟件進行嫁接，實現(xiàn)很完美的仿真。圖1中的高頻變壓器Spice模型子電路清單如下：

*src=“” E42/21/15 (94--036002)

*SYM=Untitled

.SUBCKT Untitled 1 2 3 4

*Copyright(c) IntuSOFt 2000. All rights reserved, redistribution prohibited.

*Fair-Rite, E Ferrite, 75_10100K_25C, E42/21/15 (94--036002)

*exempt 31097 3693 -17580

** ** ** **

Rdc1 N41 N61 372.5u

Lmag N41 2 23.17u

Rcore N41 2 129.5

Rac1 N61 1 372.5u

Lac1 N61 1 1.778n

** ** ** **

L12 N41 in2 51.31n

C1_2 in2 2 -925.1p

C2_23 2 4 9.720p

C3_23 2 N42 18.87p

Efwd2 N82 4 in2 2 12.50

Vsens2 N82 N42

Ffbk2 in2 2 Vsens2 12.50

Rdc2 N42 N62 77.67m

Rac2 N62 3 77.67m

Lac2 N62 3 370.8n

.ENDS

3.4 仿真結果

為了驗證高頻變壓器的設計結果，對圖1所示的組合雙管正激變換器進行了Pspice仿真，其中的高頻變壓器采用Magnetics Designer軟件所生成的Spice模型，主要仿真波形如圖3所示。

圖3 組合雙管正激變換器的主要仿真波形

圖3(a)、圖3(b)分別是變換器輸出電流和輸出電壓的波形，仿真結果符合設計要求，并反映了變換器的啟動過程。

4、 結論

磁性元件是高頻開關變換器中必不可少的關鍵器件，它擔負著磁能的傳遞、儲存以及濾波等功能，并且其性能參數(shù)對開關變換器的性能影響很大，因此磁性元件設計的重要性是不言而喻的。本文所提出的采用Magnetics Designer軟件對磁性元件進行自行設計的方法，既反映了磁性元件的實際工作情況，又證實了設計方案的實用性，具有一定的指導意義和很強的實用價值。