1、差分信號簡介

當驅(qū)動器在傳輸線上驅(qū)動一路信號時，在信號線和返回路徑之間會存在一個信號電壓，通常稱為單端傳輸線信號。當兩路驅(qū)動器驅(qū)動一個差分對時，除了各自的單端信號外，這兩路信號線之間還存在著一個電壓差，稱為差分信號。與單端信號相比，差分信(DifferentialSignal)在信號完整性方面有很多優(yōu)勢。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力，對衰僐不敏感。在高速電路設(shè)計中的應(yīng)用越來越廣泛，電路中最關(guān)鍵的信號往往都要采用差分結(jié)構(gòu)設(shè)計。

承載差分信號的任一一對走線就稱為差分走線。差分傳輸線具有兩種獨特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個傳輸信號間存在以個非零電位，耦模方式一對信號相對GND 有一個非零電位。而實際的差分信號帶有直流偏置的差分信號。

2、差分信號回路三維建模

為了對差分信號回路進行精確的分析，需要借助三維的電磁場仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS 進行三維建模和分析。 HFSS 是基于三維電磁場設(shè)計的EDA 標準設(shè)計工具。HFSS 依據(jù)其獨有的模式?節(jié)點和超寬帶插值掃頻專有技術(shù)，利用有限元(FEM)快速精確求解整板級PCB 或整個封裝結(jié)構(gòu)的所有電磁特性，真正全面考慮(準)靜態(tài)仿真中無法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場效應(yīng)，從而得到精確的頻域高頻特性(如S 參數(shù)等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB 應(yīng)用中實現(xiàn)精確的Spice寬帶電路仿真設(shè)計。

為了表明較長回流路徑的影響，參見圖2,描述了一根帶狀線跨過了地參考平面上的一個溝壑，構(gòu)建的一個不連續(xù)回流路徑的簡單模型，該模型結(jié)構(gòu)簡單，回流路徑很容易被理解，同時它也能被擴展應(yīng)用到更多的常見結(jié)構(gòu)中。定義信號回路的信號在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結(jié)構(gòu)如圖2所示，為帶狀線，特征阻抗100歐姆，銅箔厚度0.035mm,信號線線寬0. 127mm,信號的間隙為0.2286mm,,線長5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數(shù)4.0.

圖1 PCB 疊層結(jié)構(gòu)

信號跨分割溝壑，即信號的參考平面不是完整平面。回流路徑中的間隙通常用于隔離電路板上的某個區(qū)域。當電源平面用做參考層或使用分離電源層時也會出現(xiàn)開槽的間隙。有時在回流路徑中出現(xiàn)了非故意的開槽間隙，像回流路徑中出砂孔過分刻蝕和交疊的情況，造成信號回流參考平面不完整。如圖2 所示：

如圖2 跨越地平面溝壑信號的平面幾何圖形

根據(jù)圖1 和圖2,在HFSS 下進行三維建模如圖4,導線處在介電常數(shù)為4.0,損耗角正切為0.02 的板材中，板材的上下側(cè)均為銅箔參考平面，導線的差分特征阻抗為102 歐姆。

圖3 完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場效應(yīng)分析

導線的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場分析時，在整板外圍設(shè)計為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖5 為：

根據(jù)S 參數(shù)的基本知識，如果以Waveport1 作為信號的輸入端口， Waveport2 作為信號的輸出端口，S11 表示回波損耗，也就是有多少能量被反射回源端，這個值越小越好，一般建議S11<0.1,即-20dB,S21 表示插入損耗，也就是有多少能量被傳輸?shù)侥康亩?Port2)了，這個值越大越好，理想值是1,即0dB,越大傳輸?shù)男试礁?，一般建議S21>0.7,即-3dB.

圖4 S 參數(shù)

圖5 完整參考平面-S 參數(shù)曲線圖

如圖4 可以查出：T1 的S11 為0.059688,S21 為0.9086;T2 的S11 為0.016963,S21 為0.90776.

如圖5:T1 和T2 的S21<-20dB,S11<-3dB.從上面的S 參數(shù)可以判斷該信號為正常。

然后進行銅箔平面的場的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖6 所示：

圖6 完整參考平面情況下GND1 的電場分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖7 所示：

圖7 完整參考平面情況下GND2 的電場分布圖

如圖6 和7 可以明顯看出T1 和T2 的電場能量主要集中貼近差分信號下面的GND1 層。由于GND1 與SIG 間的FR4_1 的板材厚度為0.1651mm;GND2 與SIG 間的FR4_2 的板材厚度為0.7099mm,GND1 與SIG 間距比GND2 與SIG 間距小。GND2 層的電場能量相對GND1 的電場能量要少得多，從圖7 可以看到紅色區(qū)域是電場能量最大的地方。高速信號的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當回流路徑上存在不連續(xù)點的時候，電流就要繞過這些不連續(xù)的地方，從而增大了回路面積，回路面積的增加就會導致電感的增加，這就會造成信號完整性的問題?；亓髀窂降牟贿B續(xù)會造成的最基本的效應(yīng)就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感，而感應(yīng)系數(shù)的大小則由電流實際繞過的距離來決定。那么對于一個電子信號來說，它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑，所以如何處理信號回流就變得非常關(guān)鍵。而差分信號不同于單端信號，差分信號是由奇模方式和耦模方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個導體正中間豎直畫一條線，這樣穿過它的電力線都是和這條線垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個導體之間存在一個虛擬的地。當奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。但耦模分量沒有虛擬的地參考回路，在跨越開槽間隙是耦模分量會受到嚴重的影響。那么，參考平面間隙究竟對差分信號完整性影響有多大呢?帶著這個問題，開始下面的參考平面間隙對差分信號回流路徑影響的分析。[!--empirenews.page--]

4、開槽GND1 參考平面其回路場效應(yīng)分析及S 參數(shù)分析

將參考平面GND1開槽，參考平面GND2保持完整，其三維幾何圖形如圖8:

圖8 參考GND1 平面開槽的三維幾何圖形

導線的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場分析時，在整板外圍設(shè)計為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖9:

圖9 參考平面GND1 開槽-S 參數(shù)曲線圖。

圖10 S 參數(shù)

如圖10:可以查出：T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853.

如圖9:T1 和T2 的S21 均不小于-20dB,S11 接近-3dB.回波損耗S11, GND1 開槽和完整參考平面相比較，GND1 開槽的回波損耗S11(大約在0.37)要比整參考平面的回波損耗S11(大約在0.035)差了一個數(shù)量級，GND1 開槽的情況下信號有部分能量反射會源端，致使回波損耗S11 變大。

由于差分信號分為奇模方式和耦模方式，對于差分信號我們要關(guān)心的S 參數(shù)還有SDD …… DIFFERENTIAL-TO-DIFFERENTIAL PARAMETERSSCC …… COMMON-TO-COMMON PARAMETERS在奇模和耦模的形式下S 參數(shù)的比較。由于插入損耗大那么回波損耗就小。為了使問題簡單話，在此之比較SDD21 和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將完整參考平面與參考平面GND1 開槽兩種情況進行SDD21 和SCC21 的S 參數(shù)曲線進行比較。如圖11 所示：

圖11 完整參考平面與參考平面GND1 開槽-奇模和耦模的S 參數(shù)比較圖

如圖11 所示，開槽對奇模影響很小，對耦模影響很大。在奇模情況下的兩個導體之間存在一個虛擬的地。當奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路，在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。

然后進行銅箔參考平面的場定義。

銅箔GND1 參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖12 所示：

圖12 GND1 平面開槽情況下GND1 的電場分布圖

銅箔GND2 參考平面 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖13 所示：

圖13 GND1 平面開槽情況下GND2 的電場分布圖

將圖6、圖7和圖12、13比較，在GND1開槽后，平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都，但是在信號正下方電場能量要比整個平面其它區(qū)域要強。

(未完待續(xù))