自從1999年首次面世以來，寬帶全差分放大器(FDA)的單端至差分應用經常將一個接地電阻用作輸入匹配電路的一部分，代價是更高的以輸入為參考的噪聲電壓。如果可以去除那個電阻，輸入阻抗匹配電路僅由進入求和點的路徑確定，那么就有可能得到低得多的以輸入為參考的噪聲。當輸入匹配電路可以通過一個大于1GHz的共模環(huán)路帶寬保持在很高頻率時，這是一個可行的方案。本文將介紹兩種方法的設計公式，并比較以輸入為參考的噪聲對目標增益的影響。

使用全差分放大器實現(xiàn)的單端至差分轉換

日益普及的全差分放大器(FDA)支持的更加有用的功能之一是將單端信號源轉換為所有現(xiàn)代ADC輸入要求的差分輸出信號。這些設計可以是直流或交流耦合設計。當采用直流耦合時，需要留意輸入共模范圍，在這種情況下雙極電源對許多FDA來說是很有用的。如果有更高速度要求，那么單電源更加常見，并且通常要求使用輸入匹配電路來匹配某些源阻抗，以便限制反射和/或SFDR劣化。雖然單電源FDA可以提供直流耦合路徑，但本文將介紹一種交流耦合方法，它能取消輸入共模范圍這一考慮因素。只要輸入保持在一定范圍內，這些相同結果也可以應用于直流耦合設計。圖1顯示了雙重端接50Ω輸入設計的典型交流耦合式實現(xiàn)。這種設計可以進一步改進為增益為5V/V的目標設計例子，這可以從使用499Ω反饋元件、并使用免費的Spice仿真器產生原理圖開始(參考文獻1)。

圖1：增益為5V/V(14dB)、輸入阻抗為50Ω的交流耦合式單端至差分設計。

對這類電路來說有幾個常見的考慮因素——

1. 反饋電路是相等的。

2. 輸入阻抗等于Rt和看向Rg1的阻抗的組合。

3. 通過FDA內共模環(huán)路的作用，看向Rg1的阻抗將增加到超過Rg1的值(參考文獻2)。這個環(huán)路的作用是使輸出共模電壓保持不變，進而導致輸入共模電壓隨輸入信號變化而改變，增加朝Rg1看的外在輸入阻抗。

4. 電阻Rg2用于取得差分平衡，等于Rg1 + Rt||Rs。

5. 當Rg2設置好后，這個電路的噪聲增益(NG)就等于1+Rf/Rg2。

6. 由于輸入路徑上采用的是交流耦合，因此直流I/O工作電壓默認為內部產生的Vcm參考電壓(對這個3.3V單電源器件來說是1.2V)。這個Vcm控制了輸出共模電壓，但由于沒有直流電流路徑返回到輸入端，Vcm也就確定了直流輸入共模工作電壓。

上述特定例子使用的是一種非常低噪聲的4GHz增益帶寬FDA-ISL55210。在本例中，設計從選擇Rf的值開始，然后求出Rt和Rg1元件的值。在Rt和Rg1元件之間劃分輸入匹配貢獻方面幾乎沒有供應商指導?？晒嗪獾囊蛩厥牵琑g1元件變小(Rt變大)將減小輸入噪聲和擴展帶寬(針對基于電壓反饋的FDA)。朝這個方向進行下去將更多地取決于共模環(huán)路帶寬，并將輸入匹配設進Rg1路徑(參考文獻2)。雖然獲得圖1電路中電阻值的最常見方法是反復或近似方法，但為目標增益(Av)和輸入阻抗(Rs)選取Rf可以巧妙地變?yōu)獒槍t的二次方程求解(參考文獻3)。

為零解出系數(shù)分母將得到最小值Rf，Rt變得無窮大，并且僅取決于匹配電路的Rg1輸入路徑。在本例中，這將求解出160.71Ω。

當Rf朝著這個Rfmin不斷變小時，Rg元件將增加，而Rt將趨于無窮大。當逐漸減小的Rf選好后，使用公式1可以得到Rt的值，然后由下面這些表達式確定另外兩個電阻——

單端至差分FDA的噪聲分析

一旦使用這些設計公式確定了一組電阻值之后，就可以將這些電阻值放進噪聲分析電路來獲得總的輸出差分點噪聲。如圖2電路所示，所有元件對噪聲都有貢獻，其中噪聲項被顯示為點噪聲電壓和電流。

針對本例中Rf和Rg元件相等且電流噪聲項相等的情況，總的輸出噪聲表達式非常簡單，如公式5所示。其中NG代表噪聲增益，等于1+Rf/Rg。(ISL55210數(shù)據(jù)手冊第14頁)

圖2：針對FDA的噪聲分析電路。

任何基于電壓反饋的寬帶FDA都能使用這個設計流程將實現(xiàn)電阻值減小到公式2允許的最小值。表1顯示了適用這種分析的一些最小噪聲寬帶增益寬帶乘積(GBP)FDA。

表1：一些現(xiàn)代FDA器件和關鍵參數(shù)。

針對圖1所示的設計例子逐步減小Rf，重新計算其它電阻值，然后就能得出表2所示的以輸入為參考的噪聲結果。對這4個例子器件的任何一個來說電阻值(實際值)是相同的，在50Ω輸入匹配時從Rt輸入端看的增益為5V/V(參考文獻4)。以公式5得到的輸出噪聲為參考的輸入增益為5，此時每種器件的估計輸入點噪聲見表2(其中仍包含假設的嵌入圖2中Rg元件的50Ω源噪聲)。

表2：電阻值和結果噪聲列表。

由于減小了電阻噪聲貢獻和噪聲增益，所以減小Rf設計值將同樣減少噪聲。160.71Ω的最小值使Rt趨于無窮大，進而獲得可能最小的輸入噪聲和噪聲增益。不斷下降的噪聲增益(當Rt開路時等于1+Av/2)也將擴展這些電壓反饋器件的帶寬。減小這些電阻的一種好處是共?？刂骗h(huán)路帶寬能夠使有源輸入匹配電路保持在從接近Rs的Rg1處觀察到的頻率之上。在Rt ->∞的限制下，表2最后一行的14.3Ω Rg1將被共模環(huán)路轉換為50Ω有源輸入阻抗。另外一個考慮因素是由于更低Rf值而增加的輸出級負載，這將增加實際差分負載，從而可能降低諧波失真性能。[!--empirenews.page--]

圖3繪制出了以輸入為參考的噪聲與表2中的Rf之間的關系曲線。通過減小Rf降低噪聲直到與想要的輸入匹配頻率范圍和加載因素一致明顯是有很大好處的。針對這些設計目標從選取Rf = 500Ω開始并且一直處理到最小161Ω值，可以將使用最低噪聲的ISL55210的總輸入點噪聲從大約2.15nV/√Hz降低到1.06nV/√Hz。將50Ω源阻抗提供的噪聲電壓返回匹配的輸入端(仍包含在這個1.06nV/√Hz最小值內)可以得到0.96nV/√Hz這個僅放大級的以輸入為參考的噪聲。

圖3：以輸入為參考的噪聲比較與目標Rf值。

刪除Rt并只使用有源匹配設計

將上述分析應用到極限，徹底刪除Rt元件，然后唯一地求解出要求的一組電阻值。在假定目標輸入阻抗匹配Rs、從Rg1到差分輸出有增益的情況下求解所要求的Rf，可以得到簡化的設計公式6至8，其中公式6只是公式2的Rfmin表達式的重復。

然后，Rg2 = Rs + Rg1 Equation 8

使用這個簡化設計中的NG=1+Av/2將這些表達式放入公式5的輸出噪聲計算，得到噪聲系數(shù)(NF)表達式，即公式9(參考文獻5)。

從14dB(較早前使用的5V/V)增益開始，針對固定50Ω輸入阻抗將增益以2dB步距往上提高，并且使用0.85nV/√Hz和表1中針對ISL55210的5pA/√Hz電流噪聲，可以得到要求的電阻值和結果噪聲，如表3所示。

表3：掃描增益50Ω有源匹配元件值和ISL55210噪聲分析。

第一行值接近匹配表2最后一行中的較前結果。這些電阻值對任何電壓反饋FDA來說都是正確的，而輸出噪聲和噪聲系數(shù)是使用ISL55210輸入點噪聲數(shù)字預測的。正常情況下，提高增益將降低以輸入為參考的噪聲，代價是帶寬減小，如同增加噪聲增益(V/V)的表現(xiàn)一樣。仍然使用圖1所示的5V/V增益設計，但刪除Rt元件并使用表3第一行的值，可以得到圖4所示的仿真電路。

圖4：增益為5V/V、輸入阻抗為50Ω、使用寬帶FDA的有源匹配電路。

當這個電路中的噪聲增益=3.5V/V時，這個4GHz增益帶寬器件將實現(xiàn)>1GHz的帶寬。雖然這里的仿真非常精確，但在寬范圍的增益和輸入阻抗下這個電路也可以方便地用ISL55210-ABEV1Z有源平衡不平衡評估板進行測試。

圖5：圖4所示仿真電路的Vout/Vin頻率響應曲線。

注意這種仿真有非常精細的刻度，圖中顯示從1MHz至1GHz范圍內<0.3dB的滾降，其中低頻滾降取決于阻塞電容。一次最終檢查是查看輸入阻抗，確認共模反饋環(huán)路實際是否將14.3Ω Rg1轉換為接近50Ω的電路。如果電路工作正常，將圖4仿真電路修改為帶并聯(lián)50Ω電阻的電流源輸入，并用交流仿真探測輸入電壓，結果將接近25Ω。將這個數(shù)據(jù)整合進朝Rg1看的阻抗可以得到圖6。仿真得到的響應接近匹配期望的50Ω，并且隨著共模環(huán)路帶寬的滾降，更高頻率點的阻抗也更高。這種匹配在直到1GHz范圍內都超過34dB反射損耗——頻率遠高于以前的FDA。這個仿真結果非常匹配測量這個電路得到的輸入阻抗(參考文獻6)。

圖6：圖4采用電流源輸入時的輸入阻抗。

本文小結

在高動態(tài)范圍的信號處理設計中，寬帶FDA為單端轉換差分電路提供了有用的電路模塊。接地端接元件的閉環(huán)解決方案能夠用來方便地評估在這個元件和串聯(lián)電阻間分割成求和點時的折衷手段。增加Rt元件會減小其它電阻值(針對固定的目標輸入匹配和增益)，進而擴展帶寬并降低噪聲。在這個限制條件下，刪除Rt，同時只依賴于Rg1元件和共模環(huán)路來設置輸入阻抗可以幫助任何電壓反饋FDA實現(xiàn)最低的噪聲和最寬的帶寬響應。這種應用在使用具有非常高帶寬共模環(huán)路的FDA時性能最好。這種方法有可能用來替代射頻放大器的單端I/O+平衡不平衡解決方案，代之以這種有源平衡不平衡配置的ISL55210。與負載和源阻抗相隔離的平衡不平衡設計相比，這種設計有更多的好處。從本文提供的簡單設計公式可以看出只需改變4個電阻值，因此在輸入阻抗和增益方面有相當大的設計靈活性。