對于工程師來說，電流源是個不可或缺的儀器，也有很多人想做一個合用的電流源，而應用開源套件，就只是用一整套的PCB,元件，程序等成套產(chǎn)品，參與者只需要將套件的東西焊接好，調(diào)試一下就可以了，這里面的技術(shù)含量能有多高，而我們能從中學到的技術(shù)又能有多少呢？本文只是從講述原理出發(fā)，指導大家做個人人能掌控的電流源。本文主要就是設計到模擬部分的內(nèi)容，而基本不涉及單片機，希望朋友能夠從中學到點知識。

　　加速補償--校正Aopen

　　校正Aopen是補償?shù)淖罴逊椒ǎ唵蔚腁open補償會起到1/F補償難以達到的效果，但并非解決一切問題。

　　如果振蕩由于po位于0dB線之上造成，可想到的第一辦法是去掉po.

　　去掉極點作用的基本方法是引入零點。

　　引入零點的最佳位置為Ro,Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOSFET輸入端引入一個零點zo.

　　但Ro是運放內(nèi)部電阻，無法操作，因此在Ro后添加一只電阻Rs,并將Cs與Rs并聯(lián)。

　　如果Rs》Ro,則可基本忽略Ro的作用。

　　增加Rs和Cs后，會使MOSFET輸入端的極點po和零點zo頻率分別為：

　　po=1/2pi（Cs+Cgs）Rs,zo=1/2pICsRs.

　　如果Cs》Cgs,則原有的極點po=1/2piRoCs由高頻段移至低頻段，頻率由Cs、Cgs和Rs決定，而非Cgs和Ro決定，新引入的零點zo也在低頻段并與po基本重合，兩者頻率差由Cgs與Cs的比例決定，因而很小。

　　通常Rs=2k-5kOhm,Cs=0.01-0.1uF.

　　Rs和Cs將原有極點po移至低頻段并通過zo去除。像極了chopper運放里通過采樣將1/f噪聲量化到高頻段后濾除。很多不沾邊的方法思路都是相通的。

　　由瞬態(tài)方法分析，Cs兩端電壓不可突變，因此運放輸出電壓的變化會迅速反應到柵極，即Cs使為Cgs充電的電流相位超前pi/2.因此Cs起到加速電容作用，其補償稱為加速補償或超前補償。

　　很多類似電路里在Rs//Cs之后會串聯(lián)一只小電阻，約100 Ohm,再稍適調(diào)整零點和極點位置，此處不必再加，那個忽略的Ro很合適。[!--empirenews.page--]

　　看個范例，Agilent 36xx系列的MOSFET輸入級處理，由于PNP內(nèi)阻很小，至少比運放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm.

　　在此之前，如果看到C49和R39,恐怕很多壇友會很難理解其作用，然而這也正是體現(xiàn)模擬電路設計水平之處。有人感嘆36xx系列電路的復雜，然而內(nèi)行看門道，其實真正吃功夫的地方恰在幾只便宜的0805電阻和電容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之類的昂貴元件。

　　后面兩節(jié)里還會出現(xiàn)幾只類似的元件，合計成本0.20元之內(nèi)。

　　本次增加成本：

　　3.9k Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元

　　0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元

　　合計0.04元

　　合計成本：9.46元

　　潛在的振蕩：運放的高頻主極點pH

　　通過加速補償，由Cgs造成的極點作用基本消除。

　　然而，0dB線附近還有一個極點--運放的高頻主極點pH.

　　事實上，就純粹的運放而言，pH只在0dB線之下不遠的位置。與po類似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB線，從而使Aopen與1/F的交點斜率差為40dB/DEC,引起振蕩。

　　pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產(chǎn)生振蕩，然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數(shù)，實際上只能大致預測而無法精確計算。因此必須采取一定措施避免pH的作用。