0 引言

在微波集成電路中，為了抑制低頻雜散，通常要使用小型化的高通濾波器，對于微波集成電路來說，微波高通濾波器一般有兩大類設計方法，第一類是用集中或半集中的元件實現(xiàn)，高通濾波器的衰減特性由相應的低通原型的衰減特性經過適當?shù)淖儞Q得出。經過變換之后，低通原型電路就成為由串聯(lián)電容和并聯(lián)電感構成的集中元件高通濾波器。在微波集成電路中，可以用交指電容器或薄膜電容器去實現(xiàn)集中串聯(lián)的電容，用并聯(lián)的短路短截線或平面螺旋電感去實現(xiàn)集中的并聯(lián)電感，它的優(yōu)點是結構簡單，尺寸較小。但是，在集中參數(shù)電路中，這些電感必須靠得很近，這就不可避免地要產生雜散耦合，因此集中元件的高通濾波器很難在微波集成電路中實現(xiàn)。構成高通濾波器的第二類方法是用分布參數(shù)來實現(xiàn)，由于傳輸線所固有的多重諧振特性，它必然存在寄生通頻帶，并只能構成帶通特性。這種方法實質上是用寬帶帶通濾波器去充任高通濾波器，即贗高通濾波器。但是對于超寬帶的高通濾波器，這種方法一般結構比較復雜，對工藝要求很高。

本文主要針對第二類方法，利用DGS結構來設計結構簡單，尺寸較小的超寬帶微波高通濾波器。

1 DGS結構簡介

1987年Yablonovitch E和John S提出周期光子帶隙結構(即PBG)。它在接地板上腐蝕出由一定幾何圖形的單元組成的周期性陣列結構，用以改變襯底的有效介電常數(shù)分布，從而改變了傳輸線的分布參數(shù)模型，在一定頻段內傳播模式也隨之改變，從而具有帶隙特性。PBG開創(chuàng)了在介質板表面和接地板上同時兼顧的設計概念，合理地開發(fā)接地板，極大提高了設計靈活性。但是，由于PBG結構模型較復雜，參數(shù)也較繁雜，所以在實踐應用上受到了一定限制。

1999年，韓國學者Jong-Im Park，Chul-Soo Kim等人提出一種啞鈴型缺陷地面結構(即DGS)，如圖1所示，LC電路如圖2所示。

它主要也是在微帶，共面波導等傳輸線的接地板上腐蝕出具有一定幾何圖形的單元，但DGS可以是周期或非周期的，即一個DGS單元就可以在某頻點上諧振，具有較好的帶隙特性，且等效電路提取也相對容易。

正是由于DGS具有許多獨特的性能，例如單極點低通特性，慢波效應，具有較高特征阻抗等，使得對DGS的研究成為微波電路設計中一個新的研究熱點。近年來對DGS結構的研究層出不窮，在應用方面主要是設計簡單小型化的濾波器，加入DGS改善器件的電器性能，提高天線性能，抑制諧波，減小電路尺寸等。

2 DGS結構對耦合線的影響

兩根微帶線相互隔開距離D，平行排列構成耦合微帶雙線。為簡化問題，令兩條微帶線具有相同參量，具有相同的長度L，寬度W。如圖3所示。

由于在1，4端口上的任意一對輸入電壓U1，U3總可以分解為偶對稱激勵和奇對稱激勵，使U1等于兩分量之和，U3等于兩分量之差。將耦合微帶線分成奇模和偶模的工作狀態(tài)后，再分別求得奇偶模參量及它們與耦合參量間的關系。

從定向耦合器的角度來看，2端口為直通端口，3端口為耦合輸出，4端口為隔離端口。

關于耦合線理論本文不再贅述，這里僅就耦合的方向性給出定性的解釋，如圖4所示。當導線1，2中有交變電流i1流過時，3，4線存在耦合過來的能量，此能量既通過電場(以耦合電容表示)又通過磁場(以耦合電感表示)耦合過來。通過Cm的耦合，在傳輸線3，4中引起的電流為ic3，及ic4同時由于i1的交變磁場的作用，在3，4上感應有電流iL。根據電磁感應定律，感應電流iL的方向與i1的方向相反。若能量由1端口輸入，ic3與iL方向相同，所以3端口為耦合輸出。在4端口因為電耦合電流iC4與磁耦合電流iL的作用相反而能量互相抵消，即4端口為隔離端口。

對于均勻介質傳輸TEM波而言，奇模，偶模相速相等，而對于介質非均勻的實際微帶線情況，由于介質基片對奇偶模的電場分布具有不同的影響，使奇偶模兩種情況的有效介電常數(shù)或相速不等，嚴格地說，不能搬用由均勻介質情況推出的結論，但是在工程實際中，在有效介電常數(shù)取兩者平均值后，仍可近似地采用均勻介質的有關結論。

利用三維電磁仿真軟件Ansoft HFSS建立耦合雙線模型，如圖5所示。其中，D=1 mm，W=1 mm，L=20 mm，基板h=0．254 mm，εr=2．2。

其S參數(shù)仿真結果如圖6所示。

當間隔距離D=1mm時，3端口的耦合輸出在DC～15 GHz范圍內不大于-20 dB。要增加兩條微帶線的耦合度，一般要求減小間隔距離D。但是要達到緊耦合，對加工工藝的要求將會非常高。

在耦合微帶線下方加載DGS結構，通過改變耦合微帶線介質的有效介電常數(shù)的分布，從而在微帶下方缺陷地面的“槽”將能量耦合過去。加DGS結構的耦合雙線如圖7所示，HFSS模型如圖8所示。

其S13與S14參數(shù)仿真結果如圖9，圖10所示。

由仿真結果可以看出，加載DGS結構后，3，4端口的輸出在2～15 GHz范圍內都大于-20 dB，在不改變間隔距離D的情況下，S13平均提高約20 dB。同時注意到S14與S13參數(shù)曲線在整個DC～15 GHz頻段內幾乎一樣，即由1，2端口間耦合過來的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔離端口，沒有方向性了。

此時，微帶傳播不是TEM波，在加載DGS結構處甚至不是準TEM波。按照左手理論，在DGS結構處的等效介電常數(shù)為負值。因此，由于加載DGS結構導致整個介質基板的有效介電常數(shù)的分布極不均勻，很難再套用由均勻介質情況推出的奇偶模分析法的結論和公式?？梢越频匕袲GS結構看作是在接地板上腐蝕出的“槽線”，“槽”與一條微帶線正交耦合，能量通過“槽線”后再耦合到另一條微帶線上，在耦合處向微帶兩側平均傳播能量，即此時還存在兩條微帶線間通過空間的電磁耦合，但是很微弱，“槽”耦合占主導地位。

3 基于DGS的高通濾波器設計

從微帶線的不均勻性角度出發(fā)，兩條耦合微帶的1，3端口本身就具有高通特性，如圖6所示的S13，但是由于耦合過于微弱，從而無法形成高通濾波器的通帶。

基于前面對于加載DGS結構對耦合線的影響，聯(lián)想到可以通過加強兩微帶間的耦合從而使S13形成高通響應，如圖11所示。

建立HFSS模型如圖12所示。S21參數(shù)仿真結果如圖13所示，其等效電路如圖14所示。

由圖13(a)可以看出長度L影響該高通結構的截止頻率f0，L與f0成反比，L越長，f0越低，且L近似等于1／4截止波長。由圖13(b)可以看出d主要影響高通結構的紋波和矩形系數(shù)。d越大，阻帶響應越陡，通帶內紋波越大。同時，對截止頻率有微調作用，但影響不如對紋波和距形系數(shù)的影響顯著。由圖13(c)可以看出W0主要影響該高通結構的插入損耗，W0越大，即“槽”越寬，插入損耗越大。

4 測量

使用RT／duroid 5880(基底介電常數(shù)εr=2．2，介質厚度h=O．508 mm，銅箔厚度T=O．018 mm)材料制作如圖15所示，截止頻率為7．5 GHz的O～15 GHz超寬帶高通濾波器，其中L=7．8 mm，2d=2 mm，W0=O．5 mm。使用Agilent N5244A矢量網絡分析儀測量結果如圖16所示。仿真結果與試驗結果基本一致，驗證了基于DGS結構的高通濾波器設計的可行性。

5 結語

傳統(tǒng)超寬帶高通濾波器結構較為復雜，對工藝要求較高，且較難實現(xiàn)小型化，利用DGS結構對耦合微帶線的影響，提出結構簡單，易實現(xiàn)小型化的超寬帶高通濾波器，測量結果表明，該結構在O～15 GHz內具有較好的高通濾波特性，在微波混合集成電路，低溫共燒陶瓷(LTCC)電路，多芯片組件(MCM)等領域具有廣泛應用前景。