隨著為個人計算機 (PC) 應用中的核心 DC-DC 轉換器開發(fā)的同步降壓轉換器的開關頻率向 1MHz-2MHz 范圍移動，MOSFET 損耗變得更高。由于大多數 CPU 需要更高的電流和更低的電壓，這一事實變得更加復雜。當我們添加其他控制損耗機制的參數(如電源輸入電壓和柵極驅動電壓)時，我們需要處理更復雜的現(xiàn)象。但這還不是全部，我們還有可能導致?lián)p耗顯著惡化并因此降低功率轉換效率 (ξ) 的次要影響。這些次要影響包括直通損耗和由電容器和指示器等效串聯(lián)電阻 (ESR) 等寄生電阻引起的損耗，印刷電路板 (PCB) 電阻和電感，最后是 MOSFET 封裝寄生電感。其他二次損耗機制是 MOSFET 的電極間電容的充電和放電，例如柵源電容 (Cgs)、米勒柵漏電容 (Cgd) 和漏源電容 (Cgs)。隨著頻率的升高，由于體二極管反向恢復引起的損耗變得更加明顯，必須加以考慮。現(xiàn)在很明顯，為同步降壓轉換器選擇 MOSFET 不再是一項簡單的工作，需要一種可靠的方法來選擇最佳組合，并充分了解所有上述問題。本文將詳細討論所有這些影響，并演示如何進行此類選擇。

傳導損耗：

這些是由于電流流入 MOSFET Rdson 而導致的器件歐姆損耗。MOSFET M1 和 M2 的損耗可通過以下兩個等式計算：

PCHS = 高端 (HS) MOSFET 導通損耗

PCLS= 低端 (LS) MOSFET 導通損耗

Δ = 占空比 ≈ V out / V in

Iload = 負載電流

Rdson = MOSFET 導通電阻

Vin = 電源輸入電壓

Vout = 輸出電壓

由于 Δ 和 Iload 由應用決定，因此必須選擇盡可能低的 Rdson

動態(tài)損耗：

動態(tài)損耗是由于切換 HS 和 LS MOSFET 引起的損耗，可以通過以下兩個等式計算：

PDHS = HS MOSFET 動態(tài)損耗

PDLS = LS MOSFET 動態(tài)損耗

tr = 上升時間

tf = 下降時間

fs = DC-DC 轉換器開關頻率

Vd = 體二極管導通電壓

其余參數同上。很明顯，我們需要盡量減少 MOSFET 的上升和下降時間。這兩個參數取決于米勒電容，通常由柵極-漏極電荷 (Qgd) 表示，其中較低的 Qgd 將導致更快的 MOSFET 開關。

與傳導損耗相比，LS MOSFET 中的開關損耗可以忽略不計，因為 Vin 為 12 伏，Vd 約為 1 伏。

在這種情況下，對于 HS MOSFET，我們必須選擇 Qgd 盡可能低的器件。這不能獨立于 Rdson 來完成，因為它們中的每一個都取決于裸片尺寸。大多數 MOSFET 制造商設計的器件能夠滿足 HS 或 LS MOSFET 的需求，實際上在開關速度和 MOSFET 導通電阻(即 Qgd 和低 Rdson)的需求之間取得了折衷。

反向回收損失：

另一個損失機制是由于身體二極管反向恢復而造成的損失。這是由于HS MOSFET打開到身體二極管。體二極管需要有限的時間來關閉，在此期間，HS MOSFET有損失。

同樣，這個損耗機制依賴于開關頻率fs，因為它是開關損耗的一種形式。雖然反向恢復是由于LS MOSFET閥體二極管，但損失發(fā)生在HS MOSFET中。

這里的選擇標準是為LS MOSFET獲得最低可能的Qrr和正確的Rdson結合。

擊穿損耗：

如果 LS MOSFET 被柵極驅動器保持關閉并且 HS MOSFET 正在開啟，則會遇到擊穿損耗。在轉換期間，柵極-漏極電容器通過由 Cgd 和 Rg//Cgs 組成的分壓器將漏極電壓耦合到柵極。如果此耦合電壓大于柵極閾值電壓 Vgth，則 LS MOSFET 將打開，從而為電流流過 HS 和 LS MOSFET 形成低阻抗路徑，從而導致過度損耗。

Vg (t) = 柵極電壓

a = 漏極電壓的壓擺率

Rg = 包括柵極驅動器在內的總柵極電阻

Cgs = 柵極到源極電容

Cgd = 柵極到漏極電容

顯然，Cgd 越大，耦合電壓越大。

上式代表了無交叉?zhèn)鲗У睦碚撟顗那闆r。如果 MOSFET 在最壞情況參數分布(即最小 Cgs、最大 Cgd 和最小 Vgth)下滿足此條件，則在任何應用中都不應觀察到交叉?zhèn)鲗?

圖 5 顯示了示波器圖片，上面的跡線是 LS MOSFET 漏極電壓，下面的跡線是 LS MOSFET 柵極電壓。如果觀察到的 LS MOSFET(綠色跡線)的柵極電壓達到電壓 > Vgth，則我們已經擊穿，并且 ζ 損失。理想情況下，我們需要數百毫伏的尖峰。下部跡線是穿透的典型指紋，允許我們通過測量柵極到源極電壓來識別問題

柵極電感效應：

柵極驅動電路的電路布局對于 MOSFET 的正確開關至關重要。圖 6 是 Z 軸上的柵極電壓、Y 軸上的柵極電感和 X 軸上的時間的 3D 表示。該圖顯示了柵極引線電感對波形的巨大影響。柵極電壓振鈴可能會導致不穩(wěn)定的開關，從而導致效率 ζ 損失和電磁輻射增加。柵極引線電感必須盡可能短以避免這種影響。

最佳柵極驅動電壓：

柵極驅動電壓幅度通過以下方式控制 MOSFET 的開關性能：

· 更高的柵極驅動電壓意味著更高的電容器充電和放電損耗，由 P closs = CXV 2 X fs給出

· 更高的驅動電壓意味著更低的 Rdson，因此更低的功耗和更高的 ζ 。

· 柵極電壓幅度也會影響 MOSFET 的上升和下降時間。

存在將滿足所有上述條件并產生最高 ζ 的最佳柵極驅動幅度。這可以通過使用不同電壓幅度的實驗來確定，以確定最佳性能點。圖 7 顯示了 Z 軸上的最佳柵極驅動電壓的 3D 圖，它是基于問題的數學解法的 X 軸上的漏極電流和 Y 軸上的開關頻率的函數。很明顯，柵極驅動電壓不得超過數據表推薦的高可靠性運行水平。

最佳電源輸入電壓：

PC 市場 DC-DC 轉換器的電源輸入電壓的行業(yè)標準是 12Volt，但它是最佳水平嗎?為了幫助我們回答這個問題，讓我們看看輸入電壓對 ζ 的影響如下：

· 較高的電源輸入電壓清楚地轉化為來自電源的較少電源電流，因此對于 AC-DC 轉換器(銀盒)具有較高的 ζ

· 更高的電源輸入電壓意味著 HS MOSFET 中的更高動態(tài)損耗

· 較高的電源輸入電壓意味著由于其占空比增加，LS MOSFET 中的傳導損耗較高

最佳輸入電壓可以通過實驗或數學方法得出。圖 8 在 Z 軸上顯示了最佳輸入電壓的 3D 表示，它是 Y 軸上的負載電流和 X 軸上的開關頻率的函數。

電源輸入電壓電平由 PC 市場的行業(yè)標準決定。如果我們正在設計一個兩級隔離式 DC-DC 轉換器，那么在為我們的特定應用確定最佳中間電壓時考慮這一點是值得的。

設備包：

為我們的應用程序選擇設備時，我們可以控制的另一個參數是包。最流行的功率 MOSFET 封裝是 SO8、DPAK 和 D2PAK 等。最重要的封裝參數是：

· 封裝熱阻。這明顯限制了功耗并控制了封裝中的散熱方案。應始終尋求盡可能小的熱阻

· 封裝寄生電感對從 MOSFET 獲得的開關速度有顯著影響，最終影響動態(tài)損耗。最小的寄生電感提供最快的開關時間

· 封裝寄生電阻。該參數通常隱藏在 Rdson 值中。

給定應用的最佳封裝應具有最低的寄生參數和熱阻，同時滿足指定要求

最佳操作條件：

Maple 計算軟件的使用提供了一個非常令人興奮和有效的工具來研究和理解物理現(xiàn)象，例如功率電路中的 MOSFET 開關?；谏鲜觯覀兛梢哉f開關頻率、柵極驅動和電源輸入電壓以及電路布局的基本選擇會極大地影響 MOSFET 開關器件的損耗，從而影響整體轉換器效率 ζ。必須做出這些選擇以盡量減少這些損失。