引言

可再生能源的大規(guī)模開發(fā)與利用、直流負荷的增多以及城市配電結(jié)構(gòu)需求的多樣性使得直流配電網(wǎng)成為當前研究的熱點。DC-DC變換器作為直流配電網(wǎng)中的關(guān)鍵元件,起到了不同直流電壓等級間互聯(lián)、負荷接入等作用。模塊化多電平型DC-DC變換器因具有可擴展性強、功率等級高與輸入/輸出側(cè)電氣隔離等優(yōu)點而適用于中壓直流配電網(wǎng)。

通過子模塊工作模態(tài)的變化,理論上可以在交流側(cè)調(diào)制出任意形狀的電壓波形,文獻中描述了一種最近電平逼近調(diào)制(NeareStLevelModulation,NLM)方法,即給定正弦調(diào)制信號,改變上下橋臂投入的子模塊數(shù)量,使橋臂電壓疊加后生成的交流輸出電壓為接近正弦的多電平形狀,電平數(shù)量越多越接近于正弦調(diào)制信號。NLM調(diào)制算法相對簡單,在高壓直流輸電等電平數(shù)量多的應(yīng)用場景中,輸出電壓波形質(zhì)量高:但在中壓直流配電網(wǎng)的應(yīng)用場景中,由于電平數(shù)相對較少,NLM調(diào)制應(yīng)用較少。

本文對模塊化多電平型直流變壓器的工作原理進行了詳細介紹,包含功率特性與子模塊電容、橋臂電感等無源器件尺寸的定量分析,并利用Matlab/Simulink搭建模型進行仿真研究,以驗證理論分析的正確性。

1類兩電平調(diào)制方法及特性分析

模塊化多電平型DC-DC變換器拓撲如圖1所示,由一次側(cè)模塊化的多電平、二次側(cè)H橋、中頻變壓器T(變比NT:1)、一次側(cè)直流輸入電壓Vdc1與二次側(cè)直流輸出電壓Vdc2組成并實現(xiàn)能量在一、二次側(cè)的流動。以一次側(cè)a相橋臂為例,為了簡化分析,假設(shè)橋臂每個子模塊電容電壓xC相等,且其平均值VC等于Vdc1/S,S為一個橋臂子模塊數(shù)量:且忽略子模塊電容電壓紋波的影響。

由圖2可以看出,方波調(diào)制下,橋臂電壓xau在一個周期內(nèi)波形為標準的兩電平方波,在模塊化多電平中體現(xiàn)為一個橋臂S個子模塊同時投入電路中,即每個子模塊開關(guān)S1同時導(dǎo)通,顯然在電壓等級高的應(yīng)用場合會產(chǎn)生大的dx/d1。類兩電平調(diào)制下,xau在每個時間間隔7d內(nèi)投入或切除1個子模塊,S個子模塊投入或切除總共用時7t=(S-1)×7d:通過這個過程,xau的電平變化由方波的突變變?yōu)轭悆呻娖街须A梯狀的過渡過程,且階躍值為子模塊電容電壓xC。合理設(shè)置時間間隔7d、直流側(cè)電壓Vdc1與子模塊數(shù)量S,能獲得可接受的dx/d1。

以每個橋臂子模塊數(shù)量為4的情況為例,類兩電平調(diào)制的具體實施過程如圖3所示。

圖3中,g1~g4分別為子模塊開關(guān)器件S1的開關(guān)信號,無固定順序,dal、dau為驅(qū)動信號占空比,橋臂電壓過渡階段時間為3個7d。圖3(a)中模塊化多電平工作在CS模式,驅(qū)動信號是一組時延為7d、占空比為0.5的方波,上下橋臂子模塊工作在互補狀態(tài),上下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和恒為S,投入子模塊電壓之和等于直流側(cè)電壓:對角橋臂子模塊工作在相同狀態(tài)。圖3(b)中模塊化多電平工作在NCS模式,圖中D為橋臂電壓在交流周期7ac內(nèi)值為Vdc1的持續(xù)時間與7ac/2的比值,通過改變g1~g4的脈沖寬度可獲取不同的D。

類兩電平調(diào)制一方面具有方波調(diào)制高直流電壓利用率的優(yōu)點,另一方面又克服了方波調(diào)制dx/d1過大的缺陷,因此該調(diào)制方法適用于模塊化多電平型DC-DC變換器。

對于類兩電平調(diào)制,若要分析子模塊數(shù)量S與每個階梯時間間隔7d對功率傳輸?shù)挠绊?此時電壓/電流變化的狀態(tài)數(shù)過多,利用瞬時功率積分法將會增加計算的復(fù)雜度。本文利用相量法計算功率特性,該方法的核心是通過電壓/電流量的傅里葉分解,在可接受的誤差范圍內(nèi)取分解后的項數(shù)得到功率傳輸方程。下面將對相量法的計算過程進行詳細分析。

模塊化多電平對角橋臂子模塊工作在相同狀態(tài),則一次側(cè)等效交流電源1p表達式為:

令1p傅里葉級數(shù)為1p(v),由式(1)可得:

從而求得1p的傅里葉級數(shù)為:

從以上分析過程可以得出,在類兩電平調(diào)制下,利用相量法進行分析時,過渡階段對整體的影響很小,可視為方波處理。一次側(cè)與二次側(cè)移相角為β,則二次側(cè)交流電源1S的傅里葉級數(shù)表達式與式(1)相同。

模塊化多電平型DC-DC變換器具有類似于DAB的3種工作模式,第一種為降壓(Bu4k)模式,即Nd4l>ⅣTNd42:第二種為升壓(BooSt)模式,即Nd4l<ⅣTNd42:第三種為電壓匹配模式,即Nd4l=ⅣTNd42。與DAB類似,當變換器工作在電壓匹配模式時,開關(guān)器件的軟開關(guān)范圍較寬,開關(guān)損耗較小,相對于其余兩種模式將獲得更高的效率。下面將對工作在電壓匹配模式下的模塊化多電平分析影響功率傳輸?shù)囊蛩亍?

(1)整體分析:分析移相角對傳輸功率的影響:控制其余參數(shù)相同,取一次側(cè)一個橋臂子模塊數(shù)x為4:7d/7a4為l/200。

分析電感電壓波形可以得到其等效紋波頻率為兩倍交流頻率,即2fa4,電感電壓與電流的關(guān)系為:

式中:Lpd4為橋臂共模電流通路的等效電感,其值為2(Lp＋rp)。

則耦合電感單繞組電感量Lp為:

式中:k為耦合系數(shù)。

類兩電平調(diào)制中忽略共模電流i4m的存在,則NCS方式下橋臂電流組成中只需考慮交流側(cè)電流。電容充放電特性表達式為:

式(6)中c為電容紋波電壓峰峰值A(chǔ)1C與平均值NC的比值,因此選取電容值的關(guān)鍵是計算電容充放電電荷A0的值。電荷A0與電容電流相關(guān),根據(jù)上面的分析,只有在過渡階段相應(yīng)橋臂才有電流流過,即發(fā)生電容的充放電過程,首先確定了時間段:由于橋臂中每個子模塊投入與切除的順序不同,在計算電容值的時候應(yīng)選取投入時間最長的子模塊作為目標,因為該子模塊電容充放電時間是最長的,電荷累積最多。實際上當移相角為m/2時就可實現(xiàn)有功功率最大傳輸,若限制移相角在0~m/2,電容值可進一步減小為:

(2)過渡時間占交流周期比例7t/7a4很小,即為類兩電平調(diào)制能夠減小子模塊電容值的原因。

2類兩電平調(diào)制仿真研究

為了對提出的調(diào)制方法進行驗證,搭建參數(shù)如表1所示的仿真模型。

圖4(a)為類兩電平調(diào)制NCS工作模式下一次側(cè)模塊化多電平穩(wěn)態(tài)運行時各橋臂電壓/電流波形,橋臂電壓過渡階段階梯數(shù)為3:圖4(b)為橋臂電流波形:在過渡階段橋臂電感被施加階梯變化的電壓,如圖4(4)所示,該電壓起到調(diào)節(jié)橋臂直流電流紋波的作用:在圖4(d)中橋臂電流直流分量紋波頻率為開關(guān)頻率的2倍,其紋波峰峰值為7A,直流側(cè)電流id4l穩(wěn)態(tài)值約為l05A,其紋波峰峰值為l5A,紋波系數(shù)ī約為0.l4,滿足小于0.2的要求:仿真中采用脈沖循環(huán)法控制子模塊電容電壓的平衡,本處給出a相上橋臂電容電壓仿真結(jié)果如圖4(e)所示,可見平衡效果良好,對其進行區(qū)域放大,得到各個橋臂電容電壓紋波峰峰值為28V,紋波系數(shù)c最大值僅為l.24%,滿足小于5%的要求。

3結(jié)語

本文主要對應(yīng)用于模塊化多電平型直流變壓器的調(diào)制方法進行了研究,提出了類兩電平調(diào)制方法,分析了功率特性和參數(shù)設(shè)計,最后在Matlab/Simulink中搭建模型對調(diào)制方法進行了仿真分析,驗證了理論推導(dǎo)的正確性和類兩電平調(diào)制方法應(yīng)用的可行性。