我們知道MOS管需要開通快關斷快，這樣才能減少損耗，那MOS管的前級驅動電路一般情況都使用三極管推挽電路實現(xiàn)，我們先定前級驅動電路的電源是12V，我們來看一下電路是怎么搭建的。
如圖一示，我們來分析一下這個電路，后面是BUCK的拓撲前面是推挽電路，12V電源經(jīng)過限流電阻10K，到N管B極和P管B極，當ON時N管導通Ib=1mA左右的電流，12V電源通過10R對MOS管GS電容充電，當GS電壓充到3V時MOS管開始導通，當OFF時，GS電容通過10R電阻對P管放電，還可以經(jīng)過下拉電阻放電當GS電容電壓低于3V后MOS管關斷，接下來我們繼續(xù)看：
（▲圖一)
分析思路時我們說要用比較器做雙閾值電路輸出三角波，用比較器輸出PWM波，那可以確定我們需要兩個比較器，因為我們供電電源定為12V，所以我們需要比較器的輸入電壓范圍是寬電壓的，綜合考慮下來我們選擇LM393DT/SO-8，我們來分析一下三角波電路該怎么搭建滯回比較器，滯回比較器正輸入端用電阻分壓做出一個分壓值，且需要接正反饋電阻，讓比較器更加快速的翻轉，為什么呢？
因為之前我們分析思路時候說過，需要給電容充放電時候繞開大拐角,眾所周知負反饋是用于使系統(tǒng)穩(wěn)定的，那正反饋是使的系統(tǒng)輸出上升下降沿更陡，這正是我們需要的所需要的，所以滯回電路需要接正反饋，比較器負端要接電容，因為要對電容進行充放電所以負端直接接電容，比較器輸出端接電阻到電容一端給電容當充放電電阻，如圖二示，接下來我們看一下滯回電路中參數(shù)如何選擇。
（▲圖二)
為使電容繞開充放電大拐角我們選擇電源電壓的1/3處為低閾值，2/3處為高閾值，則高閾值為8V，低閾值為4V，當電容上的電充到8V的時候讓比較器輸出低，開始給電容放電，當電容上的電放到4V時，讓比較器輸出高，開始給電容充電，如圖三示。
（▲圖三)
需要保證I1回路電流為1mA,我們先把R94、R98阻值確定下來，電源電壓12V，支路電流1mA,那R94、R98總阻值10K左右，那就取R94=4.7K,R98=5.1K，確定好電阻阻值后，來看一下比較器輸出高和低時候滯回比較器的等效回路，輸出高回路如圖四示。
（▲圖四)
（▲圖五)
（▲圖六)
當比較器初始上電時電容上是沒有電壓的，也就是說這時候比較器會輸出高電平然后給電容充電，當電容上的電壓充到8V時，比較器輸出低電容開始放電，當放到4V時又開始充電，這樣我們就可以確定比較器輸出高電平和低電平時正輸入端的閾值電壓是多少看一下比較器輸出高時的等效電路如圖四示，要想給電容充電這個回路不影響R95和R96的分壓值，從內(nèi)阻法分析是不是要R5的阻值遠遠大于R95和R96,內(nèi)阻不在一個量級，電容的充放電回路就鉗位不了分壓電位，那我們?nèi)5=20K,先把電容充電回路取消掉，如圖五示，那我們再來看一下比較器輸出低電平時候的等效電路，如圖六示，這個電路中只有R96不確定，那我們根據(jù)疊加定理我們可以列一個等式。
當比較器輸出低時R96計算：已知R94=4K7,R98=5K1
當比較器輸出高時R95計算：已知R94=2K、R98=10K、R96=4.358*103Ω
總結：R94=4K7、R95=1.216*103Ω、R96=4.358*103Ω、R98=5.1*103Ω
接下來我們計算頻率為20KHz時，怎樣計算電容的容值，已知R5=20K，f=20Khz，電容電壓從4V----8V,設Vc1=8，Vc2=4
那電容上最大的充電電流可以這么計算：
電容上最小充電電流為零，那電容的平均充電電流用下面等式計算：
那電容上最大的放電電流可以這么計算：
那電容上最小的放電電流可以這么計算：
可以得出電容的平均放電電流為：
電容上的電壓差用?V表示：
電容電流充電公式：
對于電容充電而言：
對于電容放電而言：
綜上所述：
而三角波頻率f=20Khz得:
因為Ic*Tc=If*Tf，則
分別使用充放電公式計算電容的值：
最終得到電容的容值為：C=9.375*10^-10 F
我們可以取一個1nF的電容即102，X7R材質，頻率會有細小誤差，實際調試過程中使用示波器實測頻率再做調整，至此滯回比較器所有參數(shù)均已求出，計算參數(shù)是理論指導，具體數(shù)值還需實際測試中確定。
附：網(wǎng)盤鏈接中提供載波頻率16KHz、20KHz、40KHz的參數(shù)計算過程使用軟件Mathcad 15
后臺回復關鍵詞【滯回比較器】可獲取滯回比較器參數(shù)計算
PCIe 6.0時代即將到來 你準備好了嗎？
下載文檔
