0 引  言

近年來，國內(nèi)無線通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，使得微波頻率在衛(wèi)星通信中引用越來越廣泛。通信距離越來越遠(yuǎn)、靈敏度越來越高對(duì)系統(tǒng)的性能提出了更高的要求，通信系統(tǒng)不但要求放大微弱信號(hào)中有用信號(hào)，同時(shí)要求具有較小的噪聲系數(shù)。所以對(duì)于系統(tǒng)來說，低噪聲放大電路模塊很大程度上決定了系統(tǒng)的整體指標(biāo)。

1 低噪聲放大電路的設(shè)計(jì)

1.1 低噪聲放大電路設(shè)計(jì)技術(shù)指標(biāo)

低噪聲放大電路(LNA)的設(shè)計(jì)中主要考慮噪聲系數(shù)(NF)、增益(Gain)、動(dòng)態(tài)范圍和穩(wěn)定性。這里設(shè)計(jì)的要求達(dá)到指標(biāo)要求如表1所示。



在此使用安捷倫公司生產(chǎn)的低噪聲放大管ATF-54143是基于E-PHEMT的新型工藝。E-PHEMT工藝與傳統(tǒng)的工藝不同，傳統(tǒng)的Depletion-modepHEMT低噪聲放大器在門電壓(Vgs=0)時(shí)溝道電流(Id)達(dá)到一個(gè)飽和值(Idss)；而E-pHEMT在偏置電壓為0時(shí)沒有傳導(dǎo)電流，Vgs=0，Id=0不需要像損耗型加負(fù)電壓，增加的負(fù)電壓不但增加系統(tǒng)花費(fèi)，而且占用電路板有用空間和一些額外的設(shè)計(jì)需要。

表2為ATF-54143低噪聲放大電路中心工作頻率為3.9 GHz時(shí)，直流偏置工作點(diǎn)的增益和噪聲系數(shù)。為了使低噪聲放大電路的參數(shù)達(dá)到表1中的各項(xiàng)指標(biāo)，通過對(duì)表2折中考慮，直流偏置工作點(diǎn)選擇Vds=3 V，Ids=60 mA。



1.2 偏置電路及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

ATF-54143元件的直流偏置工作電壓以電阻R1和R2組成的分壓器實(shí)現(xiàn)(見圖1)，分壓電路的電壓取自漏極電壓，并為電路提供電壓負(fù)反饋以維持漏極電流的恒定，R3為漏柵極限壓電阻。R1～R3可通過式(1) 計(jì)算：



式中：Ids為漏極電流；IBB是流經(jīng)R1和R2組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò)的電流。由VDD=5 V，Vds=3 V，Ids=60 mA，Vgs=0.6 V，可求得R1=1 200 Ω，R2=300 Ω，R3=25 Ω。


ATF-54143元件提供的增益強(qiáng)烈的依賴其在輸入端和輸出端分別所加載的源和負(fù)載阻抗。匹配電路的作用就是要保證在工作頻率范圍能達(dá)到所希望的性能指標(biāo)。因此設(shè)計(jì)匹配電路是放大器設(shè)計(jì)的主要任務(wù)，通過Smith圓圖將放大器源端阻抗與輸入／輸出端進(jìn)行網(wǎng)絡(luò)匹配設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)低噪聲放大器的匹配電路時(shí)，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)是為獲得最小噪聲而設(shè)計(jì)的最佳噪聲匹配網(wǎng)絡(luò)，而輸出匹配采用共軛阻抗匹配以獲得最大功率。在此采用π型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，L1L2／C1和L3L4／C4組成輸入／輸出端的阻抗匹配電路。   

提高LNA性能還可以通過調(diào)節(jié)放大器的源端電感L5和L6實(shí)現(xiàn)，L5和L6實(shí)際上是源端與地之間非常短的傳輸線，作為電路的串聯(lián)負(fù)反饋，在頻率較高時(shí)其反饋對(duì)電路的增益、穩(wěn)定性和回波損耗有著較大的影響。

1.3 S參數(shù)和噪聲系數(shù)的仿真分析

本文設(shè)計(jì)的低噪聲放大電路使用的介質(zhì)板為ARLONG 25FR，厚度為0.5 mm。ATF-54143的模塊是一個(gè)Touchstone格式的雙端口S參數(shù)，ADS模擬軟件中Sparams_wNoise模板可以實(shí)現(xiàn)低噪聲放大電路的模擬仿真。通過計(jì)算估計(jì)匹配電路的初始參數(shù)，然后使用ADS仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)得到最佳設(shè)計(jì)方案。仿真結(jié)果如圖2，圖3所示，電路增益大于13 dB，輸入／輸出端反射系數(shù)在-10 dB左右。在ADS仿真優(yōu)化中發(fā)現(xiàn)L2和GATE之間的微帶線的長(zhǎng)度不能太長(zhǎng)，太長(zhǎng)會(huì)增加噪聲系數(shù)和入射端反射系數(shù)；DRAIN和L3之間的微帶線長(zhǎng)度小于1 mm并逐漸減少時(shí)輸出端反射系數(shù)增加，當(dāng)長(zhǎng)度大于1 mm并逐漸增大時(shí)輸出端反射系數(shù)S22會(huì)減小，但輸入端的反射系數(shù)S11會(huì)變差?？梢钥闯龈哳l時(shí)微帶的長(zhǎng)度對(duì)電路特性有較大影響。

高頻時(shí)由于微波晶體管的增益隨著頻率升高而降低，所以需要在工作頻率的高端共軛匹配和低端校正。圖2可看出3.8～4 GHz頻率范圍內(nèi)，增益波動(dòng)只有0.5 dB。


最小噪聲系數(shù)的信號(hào)源阻抗在特性上是電感性，而且放大器的輸入阻抗從本質(zhì)上講是電容性的，所以提供一個(gè)對(duì)50 Ω的信號(hào)源良好匹配而又不降低噪聲系數(shù)是很難的。在Smith圓圖上將待配的源阻抗點(diǎn)移離最佳噪聲匹配點(diǎn)，形成一系列等噪聲系數(shù)圓。當(dāng)Γs=Γopt時(shí)，噪聲系數(shù)最小，NF=NFmin。當(dāng)Γs≠Γopt時(shí)。選取等噪聲系數(shù)圓上的最佳噪聲系數(shù)點(diǎn)的阻抗匹配到輸入端。仿真結(jié)果如圖4所示，在200 MHz帶寬能，噪聲系數(shù)都小于0.65 dB，優(yōu)于預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

除了能夠得到增益和噪聲系數(shù)等重要參數(shù)外，ADS模擬軟件還能對(duì)低噪聲放大電路的穩(wěn)定性進(jìn)行仿真計(jì)算Rollet穩(wěn)定性因子K。圖5是在ADS中仿真得出的結(jié)果K>1，在3.8～4 GHz工作帶寬范圍滿足穩(wěn)定條件。




1.4 電路樣品測(cè)量結(jié)果

根據(jù)上述設(shè)計(jì)制成實(shí)物，測(cè)量各個(gè)參數(shù)并驗(yàn)證測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果是否與之相符，是否滿足表1的設(shè)計(jì)要求。這里使用安捷倫公司的網(wǎng)絡(luò)分析儀和噪聲儀進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如圖6，圖7所示。

圖6為電路的傳輸系數(shù)S21、輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22。圖7為電路的噪聲系數(shù)和增益。因?yàn)闇y(cè)試的結(jié)果是經(jīng)過調(diào)試的結(jié)果，所以和仿真的結(jié)果有些不同。電路的直流偏置為Vds=3 V，Ids=60 mA，中心工作頻率為3.9 GHz，帶寬為200 MHz的頻率范圍內(nèi)噪聲系數(shù)在1.2～1.6 dB之間，增益在3.84 GHz時(shí)達(dá)到最大值15.8 dB，輸入回波為S11=-40 dB，輸出回波較大S22=-8.3 dB。從測(cè)試結(jié)果中得出低噪聲放大電路在工作頻帶內(nèi)增益和回波損耗都滿足要求，只是噪聲系數(shù)測(cè)試結(jié)果比仿真結(jié)果大，可能是因?yàn)闇y(cè)試儀器的同軸連接器的損耗造成的。

2 結(jié)語

本文給出了基于ATF-54143的S波段低噪聲放大電路的設(shè)計(jì)、仿真分析與樣品測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明，實(shí)際測(cè)得的結(jié)果和仿真結(jié)果基本相符，滿足設(shè)計(jì)的指標(biāo)要求。目前，已應(yīng)用于通信系統(tǒng)中，具有較好的應(yīng)用前景。