數(shù)字放大器的最大優(yōu)勢之一就是具有設計復用數(shù)字數(shù)據(jù)通路的靈活性。由于信號在經(jīng)由揚聲器再現(xiàn)原音之前一直處于數(shù)字域，因而在信號路由方面有很大靈活性。此外，這種靈活性還應用于實時或生產線中的填料選擇或固件改變。單端工作(single-ended operation)是數(shù)字放大器的一種常規(guī)工作方式。本文將討論單端設計基本原理以及相關的工程權衡。 

數(shù)字放大器一般具有兩級架構，即在脈寬調制(PWM)處理器后接一個功率級(power stage)，如圖1所示。邏輯級PWM處理器接收的音頻數(shù)據(jù)通常是IIS格式的。它執(zhí)行音頻處理并將脈沖碼調制(PCM)數(shù)據(jù)轉換為PWM數(shù)據(jù)。通過IIC總線控制PWM處理器，執(zhí)行音量變化、音調控制或均衡等其它音頻處理功能。許多PWM處理器還有另一個關鍵特性，即改變信號路由的能力(甚至可實時進行)。這種能力使設計人員可以靈活實現(xiàn)PCB布線，或使用戶有能力將內容發(fā)送至不同揚聲器。功率級接收3.3V PWM信號，然后將其轉換為更高電壓，并通過MOSFET H橋及二階LC濾波器送至揚聲器。 

包含MOSFET H橋的功率級如圖1所示。在這里，MOSFET用作開關將+V電壓以正/負兩個極向接到揚聲器。對于將揚聲器接在兩個MOSFET半橋間的大多數(shù)立體聲功率級而言，橋接負載(BTL)是常規(guī)架構。單端是指每個MOSFET半橋驅動一個揚聲器。SE模式的聲道數(shù)比BTL模式多一倍，但對給定的輸出負載來說，每聲道功率降低約25%。在SE模式，當PWM信號為“高”時，+V 電壓正向加至揚聲器；當PWM信號為“低”時，揚聲器接地。 

單端數(shù)字放大器的工作原理如圖2所示，與線性音頻放大器的單端工作相比沒有太大差別。其主要區(qū)別在于，重構的濾波器(二階LC濾波器)從PWM信號中濾出高頻成分，保留基帶音頻信號。由于揚聲器阻抗具有較大的電感成分，這相當于使一個高DC電壓經(jīng)過一個電感，并使電流以線性方式增加到一個很大的值，因而可能對揚聲器造成損壞。 



圖1：具有H橋功率級的數(shù)字放大器數(shù)據(jù)通路。 



圖2：帶DC阻斷電容架構的單端數(shù)字放大器。 

為此，可將一個大電容(DC阻斷電容)放置在放大器和揚聲器之間以濾除DC成分。不過該電容同時也會對較低音頻成分造成衰減，并生成一個大約1/(2Rsp C)的3dB點，其中Rsp是揚聲器的阻抗。為使更高的頻帶通過揚聲器，可采用大電容器，但是這要以成本和PCB面積作為代價。 

在先前討論的單端架構中，音頻信號以地為參考點。換言之，揚聲器的一端接地。實現(xiàn)DC阻斷的另一種方式是采用分割電容(split-cap )架構，其中音頻信號以PVDD/2為參考點，見圖3。從AC的角度看，當 Csm = Cb/2時，圖2和圖3沒有區(qū)別。如果插入電容，Cs的等效串聯(lián)電阻(ESR)是Cb的兩倍，而音頻和熱性能沒有變化。 



圖3：帶分割電容架構的單端數(shù)字放大器。 

與阻斷電容架構相比，分割模式架構的最大優(yōu)點是增加了電源紋波抑制比(PSRR)。圖4顯示的是TI的TAS5086/5142評估模塊(EVM)實際測量的PSRR。在該EVM中，TAS5142的功率級是單端架構。 



圖4：TAS5086/5142 EVM的單端PSRR性能。 

SE分割模式架構需要解決另兩個設計問題。如先前提到的，重構濾波器后面的音頻信號有值為PVDD/2的DC成分。若Cs是理想的，則(Cs和Cb)都將被充電至PVDD/2，且沒有DC成分通過揚聲器。但是由于兩個電容都不理想且都有容差，所以DC電壓不會等于PVDD/2。因此，當音頻信號最初被加至揚聲器時，將有DC電壓流經(jīng)揚聲器，所以在上電時會聽到噼啪的噪聲。由于分割電容以時間常數(shù)為RC的固定時長充電，所以會產生另一個相關問題。只要MOSFET不在分割電容完成充完之前切換，就不會引發(fā)這些問題。但實際上這樣做很困難，因而會產生長的噼啪噪音。 

有一種方案可解決上述兩個問題，即能將電壓快速充至PVDD/2的半橋功率級，例如TAS5186A。該方案具有50%的占空比，DC電壓輸出是PVDD/2，且分割電容可被快速、準確地充電。另一個快速充電分割電容的方法是利用運放。在沒有專用半橋時，采用運放是一種行之有效的辦法。 

在實際應用中，單端放大器音頻性能指標(包括開機噪音、信噪比、PSRR和THD+N等)都相當理想，只比BTL的音頻性能稍顯遜色。