摘 要：為了縮短某類偽碼調相正弦調頻連續(xù)波雷達的探測時間，增加目標的自動識別功能，同時減少其接收單元的體積，用數字信號處理芯片代替了原來的模擬接收部分，并用一路卷積的算法代替了原來的多路相關。后期通過試驗證明了此數字化接收系統(tǒng)的探測時間比原系統(tǒng)的接收時間縮短了50 ms，最高的目標識別率達到了75％，能滿足實際應用的需求。
關鍵詞：連續(xù)渡雷達；數字信號處理；自動識別；探測時間

0 引 言
    偽碼調相正弦調頻連續(xù)波雷達是利用偽隨機碼良好的自相關特性進行測距，同時利用連續(xù)波雷達沒有盲速盲相的優(yōu)點進行動目標速度的測量。某一類偽碼調相正弦調頻雷達用一個中頻信號去調制發(fā)射信號，對回波進行適當處理得到有距離靈敏度控制特性的目標多普勒信號。在此類雷達中接收單元的數字處理部分是在得到目標的多普勒信號以后，在高頻、中頻部分都是用模擬電路來實現(xiàn)的，為了提高接收單元的穩(wěn)定性，減少接收單元的體積，縮短探測時間，同時實現(xiàn)目標的自動識別功能，需要開發(fā)出一種從視頻回波直接進行數字化處理的接收單元來代替原接收單元，基于此目的，本文介紹一種數字化接收方案以及其硬件和軟件設計。

l 數字化接收的原理
1．1 傳統(tǒng)的信號處理過程
    在此類雷達傳統(tǒng)的信號處理過程中，視頻回波先經過多路相關器的某個支路后得到對應距離單元的回波，然后經過正弦濾波后經同步檢波得到具有距離靈敏度控制特性并且包含所需目標信息的多普勒信號，最后用數字處理的方法來判斷此距離單元運動目標的速度等信息。當要對另外一個距離單元進行檢測時只需要改變輸入到相關器中偽碼的延遲就可以對這個距離單元進行檢測，在實際處理的過程中多個相關支路中所加入的偽碼延遲時間是連續(xù)變化的，連續(xù)改變偽碼的延遲就可以完成對所有距離單元的檢測。在進行數字化接收設計以前某個距離支路的信號處理過程如圖1所示，其他距離支路的處理過程與圖1中所描述的完全一樣。

1．2 數字化信號處理過程
    設計的數字化信號處理流程如圖2所示。

    信號處理過程如下：由DSP芯片產生的9 MHz時鐘對視頻回波進行采樣，采集到的數字信號在DSP內乘上調相偽碼和等效的參考信號采樣點后進行卷積。用一次卷積代替多路相關，卷積輸出經過抽樣后得到各個距離單元的回波信號，然后對每個距離單元的回波進行MTI(動目標顯示)檢測，對有動目標的距離單元進行目標識別，然后進行輸出提示。

2 硬件實施方案
2．1 主要芯片的選擇
2．1．1 DSP芯片的選擇
    本系統(tǒng)在采集到信號以后所有的算法都是在DSP芯片內部完成的，因此運算量大，要達到實時處理，對DSP芯片的運算速度提出了較高的要求，且處理的數據量大，要求片內有較大存儲空間。ADI公司的BLACKFIN系列中BF533的主頻可以運行在600 MHz，內部存儲數據的SRAM有68 KB，片外可以擴展到128 MB的SDRAM作為外部存儲器，此外BF533還有以下三個優(yōu)勢可以提高運算速度：
    (1)BF533內部有兩個零開銷的硬件循環(huán)機制，在一次程序執(zhí)行完成以后可以省去執(zhí)行條件是否成立的判斷過程，直接執(zhí)行若干次循環(huán)以后就執(zhí)行下邊的指令。
    (2)BF533內部有兩個乘法累加器，兩個同時使用相當于在進行乘法運算時使主頻達到了1 200 MHz，提高了指令執(zhí)行速度。
    (3)在BF533內部的L1存儲區(qū)和內核運算單元之間的指令總線寬度是64 b，因此可以并發(fā)的同時執(zhí)行一條32 b的指令和兩條16 b的指令，提高了指令的執(zhí)行速度。
   綜合考慮以上因素確定用ADI公司生產的BLACKFIN系列的BF533作為整個系統(tǒng)的DSP芯片。
2．1．2 模數轉換器的選擇
    本系統(tǒng)設計的數字化接收單元中需要對視頻放大器的輸出直接進行采樣，在視頻放大器的輸出信號中含有偽碼成分，如果一個偽碼周期中一個碼元的寬度是0．33μs，則偽碼的帶寬在3 MHz左右，為了防止采到偽碼的上升沿和下降沿決定用9 MHz的采樣頻率對視頻回波進行采樣，因為原信號處理中的A／D變換器是對多普勒信號進行采樣，因此如果用原來的A／D變換器顯然不能滿足對模擬信號采樣的采樣定理。AD6644的最高采樣頻率可以達到65 MHz，并且它是一個高速、高性能、單片的14位模數轉換器，采樣時鐘和模擬信號的差分輸入方式可以在很大程度上對噪聲進行抑制。同時AD6644采用的三級子區(qū)式轉換結構，即保證了所需的轉換精度和轉換速度，又降低了功耗，也減小了模片尺寸。因此采用AD6644作為整個數字化接收單元中的模數變換器。圖3給出了AD6644的系統(tǒng)框圖。

2．2 輸入及輸出部分設計
    視頻回波的輸入電路主要完成兩部分功能：單端輸入轉差分輸入以抑制噪聲，降低共模電壓的影響；單端輸入部分設計了一個帶寬是4 MHz的二階有源巴特沃思低通濾波器，保證信號的譜純度同時抑制高頻噪聲。用AD公司的AD8132把單端輸入轉換成差分輸入。實際應用時需要給AD8132的反相輸入端加上與同相輸入端完全對稱的電路以保證電路工作的穩(wěn)定性，同時為了更好地去除高頻干擾，在差分的輸出端用無源低通濾波進行了濾波，最后設計的模擬輸入電路圖如圖4所示。

    由于9 MHz的時鐘信號不能由晶振直接產生，因此時鐘信號由DSP芯片提供，時鐘轉差分輸入由Mcl00EPT20D完成；AD6644_的數字輸出信號，應盡量減小容性負載，同時為了保證數據輸出端對總線的驅動能力，在輸出端加了一個PHILIPS公司的74LVT245作為緩沖。為了保證過零比較的精度，提高抗干擾能力選擇LM239D做為過零比較器。

3 軟件設計
    該數字化設計方案的所有數字處理過程都在DSP芯片內部實現(xiàn)，所以軟件設計質量的高低直接決定了整個系統(tǒng)的處理性能。
    軟件工作過程如下：加電以后系統(tǒng)先進行初始化，同時產生9 MHz的采樣信號，然后啟動DMA開始數據的傳遞。由于DMA在傳輸數據時不占用內部運算單元，因此在進行DMA傳輸的時候同時進行上一幀數據的卷積運算，計算完卷積后，對每個距離單元抽樣得到的數據進行MTI，然后再進行目標識別的算法。由雷達的實際工作時序得到：在進行卷積計算時會發(fā)生定時器的中斷，執(zhí)行完定時器的ISR后回到卷積處繼續(xù)執(zhí)行；在MTI以及目標識別的算法運行時會產生DMA的中斷，執(zhí)行完DMA的ISR后回到卷積處重新依次執(zhí)行，但是在執(zhí)行完卷積運算后依然回到DMA中斷發(fā)生時的位置進行運算。軟件設計框圖如圖5所示。

4 結 語
    用此系統(tǒng)運行整個算法，分析實驗結果得到：開機運行640 ms以后就可以得到各個距離單元運動目標的速度以及類別信息，比原系統(tǒng)的檢測速度提高30 9／6，同時增加了目標類型分辨即目標識別功能；讓系統(tǒng)重復地識別同一種目標分析實驗數據得到：對單人這一類目標的識別率達到了7O％，對單車的分辨率達到了75％，而對于多人的分辨率達到65％，多車的分辨率達到了60％。
    綜合以上實驗數據可以肯定設計的硬件系統(tǒng)和軟件算法在實際使用中是有效的，因此本系統(tǒng)具有一定的推廣和使用價值。