任何高性能ADC，尤其是射頻采樣ADC，輸入或前端的設計對于實現(xiàn)所需的系統(tǒng)級性能而言很關(guān)鍵。很多情況下，射頻采樣ADC可以對幾百MHz的信號帶寬進行數(shù)字量化。前端可以是有源（使用放大器）也可以是無源（使用變壓器或巴倫），具體取決于系統(tǒng)要求。無論哪種情況，都必須謹慎選擇元器件，以便實現(xiàn)在目標頻段的最優(yōu)ADC性能。

射頻采樣ADC采用深亞微米CMOS工藝技術(shù)制造，并且半導體器件的物理特性表明較小的晶體管尺寸支持的最大電壓也較低。因此，在數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的出于可靠性原因而不應超出的絕對最大電壓，將當前主流的射頻采樣ADC與之前的老器件相比，可以發(fā)現(xiàn)這個電壓值是變小的。

在使用ADC對輸入信號進行數(shù)字量化的接收機應用中，系統(tǒng)設計人員必須密切關(guān)注絕對最大輸入電壓。該參數(shù)直接影響ADC的使用壽命和可靠性。不可靠的ADC可能導致整個無線電系統(tǒng)無法使用，且更換成本也許非常巨大。

為了抵消過壓帶來的風險，射頻采樣ADC集成了可以檢測高電平閾值的電路，允許接收機通過自動增益控制（AGC）環(huán)路調(diào)節(jié)增益來進行補償。但是，如果采用流水線型ADC，則與架構(gòu)相關(guān)的固有延遲可能導致輸入暴露于高電平之下，從而可能損害ADC輸入。本文討論了一種簡單的方法來增強AGC環(huán)路，保護ADC。

射頻采樣ADC可采用多種不同的設計，最常見的一種是流水線架構(gòu)，該架構(gòu)采用多級級聯(lián)，將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。第一級最重要，可以是緩沖或未緩沖級。選擇哪種設計取決于設計要求和性能目標。例如，一個帶緩沖器的ADC通常在頻率范圍內(nèi)具有更好的SFDR性能，但功耗比不帶緩沖器的ADC更高。

前端設計同樣會根據(jù)ADC是否有緩沖級而改變。沒有緩沖器的ADC需要使用額外的串聯(lián)電阻來處理輸入電荷反沖，它同樣會改善SFDR性能。圖1和圖2顯示了AD9625未緩沖和AD9680緩沖射頻采樣ADC的等效輸入電路簡化圖。為簡明起見，僅顯示單端輸入。

圖1. 未緩沖射頻采樣ADC輸入的等效電路

圖2. 緩沖射頻采樣ADC輸入的等效電路

無論采用何種架構(gòu)，ADC輸入端可持續(xù)的絕對最大電壓由MOSFET能夠處理的電壓決定。緩沖輸入更復雜，且比未緩沖輸入功耗更大。ADC具有多種不同類型的緩沖器，最常見的一種是源極跟隨器。

緩沖和未緩沖ADC的故障機制有所不同，但通常是在超出允許的最大柵極-源極電壓（ （VGS））或漏極-源極電壓（（VDS））時發(fā)生故障。這些電壓如圖3所示。

圖3. MOS晶體管的關(guān)鍵電壓

例如，假設VDS超過允許的最大電壓，則發(fā)生VDS擊穿故障，這通常在MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)且在漏極施加了相對于源極的過量電壓時發(fā)生。如果VGS超過允許的最大電壓，則它會導致VGS擊穿（亦稱為氧化層擊穿）。這通常在MOSFET處于導通狀態(tài)且在柵極施加了相對于源極的過量電壓時發(fā)生。

圖4顯示的是一個未緩沖ADC輸入。采樣過程由反相時鐘信號Φ和Φ控制，它們是MOSFET M1的采樣/保持信號以及MOSFET M2的復位信號。M1導通時，M2關(guān)斷，且電容CSW跟蹤信號（采樣或跟蹤模式）。當M1關(guān)斷時，MDAC中的比較器作出判斷后M2導通，電容CSW復位。這樣可在采樣階段使采樣電容為下一次采樣做好準備。該電路通常工作狀態(tài)優(yōu)良。

但是，高壓輸入使M2暴露在超出其漏源電壓的應力之下。當對輸入高壓進行采樣（M1導通、M2關(guān)斷）時，M2會暴露于較大的VDS之下，其在不足采樣時鐘半周期的時間內(nèi)處于關(guān)斷狀態(tài)，但哪怕只是瞬時的暴露也會降低電路的可靠性，導致ADC隨時間失效。在復位模式下（M1關(guān)斷、M2導通），因M1的漏極上有輸入信號，從而也會暴露于大的VDS電壓。

圖4. 未緩沖ADC輸入的故障模式

圖5顯示的是一個緩沖ADC輸入。采樣和復位信號適用相同的時鐘方案。無論相位如何，當緩沖器M3柵極暴露于高壓輸入時，產(chǎn)生電流I1以及I2。電流源I1采用PMOS晶體管實現(xiàn)，而I2采用NMOS晶體管實現(xiàn)。M3柵極上的高電壓導致I1和I2 MOSFET產(chǎn)生過大的VDS。此外，M3柵極上的高電壓還可導致氧化層擊穿。

圖5. 緩沖ADC輸入的故障模式

緩沖和未緩沖ADC的擊穿機制有所不同，因此絕對最大輸入電壓同樣有所不同，如表1所以。