目前世界各國正在研究42VDC汽車用電源系統(tǒng)，歐共體計劃從2008年開始采用42VDC電源系統(tǒng)。如何在48VDC電源系統(tǒng)下兼容12VDC電子設備成為了一個課題。通過線性穩(wěn)壓電源實現(xiàn)42VDC/12VDC的轉(zhuǎn)換會產(chǎn)生很大的功率損耗，缺點明顯。

本文提出了一種具有過載和短路保護的車載電源系統(tǒng)的開關電源設計方案。該方案采用單端反激式結構實現(xiàn)42VDC/12VDC的轉(zhuǎn)換，輸出電壓穩(wěn)定，波紋小，不間斷，性能可靠且電源損耗小。

UC3842的保護電路設計

UC3842是高性能的單端輸出式電流控制型脈寬調(diào)制（PWM）芯片，其典型應用電路如圖1所示。

圖1 UC3842典型應用電路

當出現(xiàn)輸出短路時，輸出電壓會下降，同時為UC3842供電的反饋繞組也會出現(xiàn)輸出電壓下降。當輸入電壓低于10V時，UC3842停止工作，開關管截止。短路現(xiàn)象消失后，電源重新啟動，自動恢復正常工作。

但由于在高頻關斷的時候會出現(xiàn)很高的尖峰電壓，即使占空比很小的情況下，電路中7腳的輸入電壓也可能不會降到足夠低，過載保護電路并不總能有效的響應所出現(xiàn)的過載情況，對整個系統(tǒng)的性能會產(chǎn)生不良的影響，存在著一定的安全隱患。

當電流取樣端3腳上的電壓值超過電流檢測比較器負端的電壓時，可以使脈寬調(diào)制鎖存器輸入復位信號，開關管于是被關閉。這樣峰值檢測電路限制輸出的最大電流，起到了一定的保護作用。

但是隨著開關頻率的升高，可能會出現(xiàn)開關電源處于連續(xù)模式下，也就是每個開關周期的初級電感電流是從一定的幅度開始增長，這樣會產(chǎn)生分諧波振蕩。這種不穩(wěn)定性和穩(wěn)壓器的閉環(huán)特性無關，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作引起的。圖2說明了這樣的現(xiàn)象。

圖2 補償前的電流波形

如圖2所示，在t0時刻，開關管被導通，這時初級線圈電流以斜率m1上升，該斜率是輸入電壓和電感的函數(shù)。在t1時刻，電流取樣輸入到達了電流檢測 比較器的門限，將導致開關管關閉，電流以斜率m2衰減，直到下一個開關周期的到來。如果有一個擾動加在電流檢測比較器的門限電壓上，產(chǎn)生了一個小的△I （如圖2中虛線所示），就會發(fā)生不穩(wěn)定的現(xiàn)象。在一個固定的振蕩周期內(nèi)，電流衰減時間減少，最小電流在開關管導通時刻（t 2）上升了△I+m 2/m 1。最小電流在下一個周期（t 3）減小到（△I+m 2/m 1）·（m 2/m 1）。

圖3 開關電源原理框圖

每一個后續(xù)的開關周期內(nèi)，該擾動都會與（m 2/m 1）相乘，在幾個開關周期交替增加和減小初級線圈電流，也許若干個開關周期后電流會減小到零，使這個過程重新開始。如果m 2/m 1大于1，系統(tǒng)將不穩(wěn)定。

如圖3所示，本設計針對UC3842典型應用電路的過流、過載保護電路做出以下改進。

在反饋繞組的整流二極管回路串一個電阻，它和電容C2組成RC濾波網(wǎng)絡，對開關管開通瞬間時的尖峰電壓起到了濾除的作用。這樣，由于尖峰電壓的減少，當短路現(xiàn)象發(fā)生時，反饋繞組輸出的電壓會有效的降低，UC3842會停止工作直到短路現(xiàn)象解除。

對過流保護電路進行斜率補償。補償斜率從RT、CT振蕩器產(chǎn)生，加到電壓反饋端，以提高誤差放大器輸出的斜率補償。如圖3所示，誤差放大器的輸出是 具有m3斜率的斜坡，經(jīng)過兩個二極管后被電阻分壓，然后輸入到電流檢測比較器的負端作為過流保護電路的控制電壓。這樣通過電流檢測比較器和脈寬調(diào)制鎖存器 的配置保證了在任何一個振蕩器周期中只有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。當出現(xiàn)過載或者輸出電壓取樣丟失等異常工作情況，內(nèi)部比較門限會被限定在1V，而不會出 現(xiàn)電路失調(diào)的情況。

圖4顯示了通過在控制電壓上增加一個與脈寬調(diào)制時鐘同步的人為的斜坡，可以在后續(xù)的開關周期有效的抑制由于△I擾動而引起的不穩(wěn)定。該補償斜坡的斜率（m 3）必須等于或者大于m 2/2才具有穩(wěn)定性。通過m 3斜率的補償，初級線圈電流會被控制電壓所抑制，緊跟控制電壓的幅度。

表1為輸入電壓在30～50V波動時，輸出電壓的波動情況，表2是負載電流在10～500mA變化時，輸出電壓的波動情況。由表1的數(shù)據(jù)可得到電壓調(diào)整率S v