在現(xiàn)實情況中，寄生元件會共同降低未調節(jié)輸出的負載調整。我將進一步探討寄生電感的影響，以及如何使用同步整流代替二極管來大幅提高反激式電源的交叉調整率。

例如，一個反激式電源可分別從一個 48V 輸入產生兩個 1 A 的 12V 輸出，如圖 1 的簡化仿真模型所示。理想的二極管模型具有零正向壓降，電阻可忽略不計。變壓器繞組電阻可忽略不計，只有與變壓器引線串聯(lián)的寄生電感才能建模。這些電感是變壓器內的漏電感，以及印刷電路板(PCB)印制線和二極管內的寄生電感。當設置這些電感時，兩個輸出相互跟蹤，因為當二極管在開關周期的 1-D 部分導通時，變壓器的全耦合會促使兩個輸出相等。

圖 1 該反激式簡化模型模擬了漏電感對輸出電壓調節(jié)的影響

現(xiàn)在考慮一下，當您將 100 nH 的漏電感引入變壓器的兩根二次引線，并且將 3μH 的漏電與初級繞組串聯(lián)時，將會發(fā)生什么。這些電感可在電流路徑中建立寄生電感，其中包括變壓器內部的漏電感以及 PCB 和其他元件中的電感。當初始場效應晶體管(FET)關斷時，初始漏電感仍然有電流流動，而次級漏電感開啟初始條件為 0 A 的 1-D 周期。變壓器磁芯上出現(xiàn)基座電壓，所有繞組共用。該基座電壓使初級漏電中的電流斜降至 0 A，并使次級漏電電流斜升以將電流傳輸?shù)截撦d。當兩個重載輸出時，電流在整個 1-D 周期持續(xù)流動，輸出電壓平衡良好，如圖 2 所示。然而，當一個重載輸出和另一個輕載輸出時，輕載輸出上的輸出電容傾向于從該基座電壓發(fā)生峰值充電;因為電流迅速回升到零，其輸出二極管將停止導通。請參見圖 3 中的波形。這些寄生電感的峰值充電交叉調節(jié)影響通常比整流器正向壓降單獨引起的要差得多。

圖 2 輸出施加重載時，次級繞組電流在兩個次級繞組中流動

圖 3 重載次級 1 和輕載次級 2，基座電壓對次級 2 的輸出電容器進行峰值充電

無論負載如何，同步整流器有助于通過在整個 1-D 周期內強制電流流入兩個繞組來減輕此問題。

圖 4 顯示了具有與圖 3 相同負載條件的波形，但用理想的同步整流器代替了理想的二極管。由于同步整流器在基座電壓降低后保持良好狀態(tài)，因此即使出現(xiàn)嚴重不平衡的負載，兩個輸出電壓也能很好地相互跟蹤。

雖然次級 2 的平均電流非常小，但均方根(RMS)含量仍然可以相當高。這是因為，與圖 3 中的理想二極管不同，同步整流器在整個 1-D 周期期間可強制連續(xù)電流流動。有趣的是，電流在這一周期的大部分時間內必須是負的，以保證低平均電流。

顯然，您犧牲更佳的調節(jié)以實現(xiàn)更高的循環(huán)電流。然而，這并不一定意味著總損耗會更高。同步整流器的正向壓降通常遠低于二極管，因此同步整流器在較高負載下的效率通常要好得多。