摘要：提出了一種新型的功率因數校正模塊（flyboost模塊），它具有兩種工作狀態(tài)（反激變換器狀態(tài)和Boost電感狀態(tài)）?；谶@種PFC模塊，得到了一種新型的單級PFC變換器，實驗證明這種變換器不僅可以得到很高的功率因數，而且可以顯著提高變換器的效率并自動限制中間儲能電容上的電壓。

關鍵詞：單級功率因數校正；Flyboost模塊；效率

　　1引言

近年來，提出了很多單級功率因數校正（PFC）變換器[1－2]。然而，這些變換器存在著不少缺點，如低效率，不適用于大功率應用，儲能電容電壓變化大等。這些缺點都限制了單級PFC變換器的應用。

一般的單級PFC變換器都是由Boost電感和DC/DC變換器組成，通過控制Boost電感工作在不連續(xù)導電模式，可以使得輸入電流自動跟隨輸入電壓，從而實現功率因數校正。

然而，無論是兩級PFC變換器還是通常的Boost電感型單級PFC變換器，輸入功率都是先經過中間儲能電容然后再經過DC/DC變換器輸出，這樣，從輸入到輸出，功率經過兩級變換。

本文提出了直接功率變換的概念，基于這種概念，提出了一種新型的單級功率因數校正AC/DC變換器。實驗證明，這種新型的變換器不僅具有很高的功率因數，而且能夠顯著提高變換器的效率并自動限制中間儲能電容上的電壓。

(a)典型變換器功率流向(b)帶直接功率變換模塊的變換器功率流向

圖1變換器的功率流向圖

2直接功率變換的概念

在如圖1（a）所示的典型功率因數校正AC/DC變換器中，包含了兩個功率模塊，即PFC模塊和DC/DC模塊。首先，脈動的輸入交流功率經過PFC模塊輸入到儲能電容上，然后經過DC/DC變換器，得到穩(wěn)定的直流輸出。如果PFC模塊和DC/DC變換器模塊的效率分別是η1和η2，那么，AC/DC變換器的總效率η為η=η1·η2（1）

實際上，希望得到穩(wěn)定的直流輸出并不需要經過兩次功率變換。我們可以讓一部分交流功率只經過一次功率變換就到達直流輸出端；而其余部分輸入功率則經過兩次功率變換。這樣，既可以得到高效率，又可以獲得穩(wěn)定的直流輸出[3,5]，如圖1（b）所示。

如果m表示能量的直接變換部分，那么（1－m）則是間接變換的能量，則

Po=Pinη1m＋Pinη1η2(1－m)（2）

η=η1m＋η1η2(1－m)=η1η2＋mη1(1－η2)（3）

所以，具有直接功率轉換的變換器的效率比原來提高了mη1（1－η2）。

3直接功率變換及功率因數校正模塊

設工頻交流經過全波整流后加在反激變換器上的電壓為Vin，輸入電流為i1，變壓器的變比為n:1，輸出電壓為Vo，輸出電流為io，Re表示等效輸入無損電阻。

在一定占空比下，當反激變換器(flyback)工作在不連續(xù)導電模式（DCM）下，輸入電流i1為三角波，其平均值近似為正弦波。另外，對輸入而言，反激變換器可等效為一個受占空比D控制的無損電阻[4]，等效電路如圖2所示。

3?1等效輸入電阻Re

在一個開關周期Ts內，Vin近似不變，反激變換器原副邊電流為i1，io呈三角波。

[0－DTs]期間i1以斜率Vin/n2L線形增大（L為變壓器副邊的電感值）。

[DTs－（D＋D2）Ts]期間副邊電流io以斜率－Vo/L減小，D2Ts為輸出整流管導通時間。

顯然原邊峰值電流ip為ip=(4)

輸入平均電流i1(avg)為i1(avg)=i1dt=··DTs=ipD==(5)從而得到Re=(6)

3.2平均輸出電流和輸出功率

副邊峰值電流為ip′，則平均輸出電流i0(avg)為i0(avg)=i0dt==（7）

根據伏?秒積平衡VinDTs=nVoD2Ts得

D2=VinD/nVo(8)

將式（8）代入式（7）中，得到

i0(avg)=DVinip′/2nVo

=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)

所以，輸出平均功率為

Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)

上述分析說明：

1）輸出功率=輸入功率，沒有功率損耗,實現直接功率傳遞的概念；

2）在式(5)中，Vin=|Vpeak·sinωt|，可知輸入平均電流滿足正弦規(guī)律，實現功率因數校正。

盡管工作在DCM的反激變壓器具有以上優(yōu)點，但是，它同時也存在不少缺點，例如，由式(9)可知，輸出電流中含有很大的二倍工頻的紋波。

4基于Flyboost模塊的單級功率因數校正

AC/DC變換器

在反激變壓器的基礎上，本文提出了一種新型的單級PFC變換器，即基于Flyboost模塊的單級PFC變換器，如圖3所示。

當工作在不連續(xù)導電模式（DCM）下，Flyboost模塊的工作狀態(tài)可以概括為兩種狀態(tài)，即反激變壓器狀態(tài)和Boost電感狀態(tài)，兩個工作狀態(tài)的工作波形如圖4所示。

1)反激變壓器狀態(tài)當|Vin(t)|<(Vc1－nVo)(式中Vin(t)表示交流輸入電壓瞬時值，Vc1表示中間儲能電容電壓，n表示T1的變比）。T1可以看作一般的反激變壓器。在一個開關周期內，當S1開通時，T1經D5充電，儲存能量；當S1關斷時，由于|Vin(t)|<(Vc1－nVc)，D6不能導通，儲存在T1中的能量全部傳遞到輸出端。

圖2工作于DCM模式的反激變壓器  [!--empirenews.page--]

圖3帶Flyboost模塊的單級PFC變換器

圖4Flyboost模塊兩種工作狀態(tài)示意圖

(a)兩種工作狀態(tài)

(b)反激變壓器狀態(tài)(c)Boost電感狀態(tài)

在這種狀態(tài)時，經過整流橋后的輸入電iin流是一個直角三角波，如圖4所示。平均輸入電流可表示為Iin(avg)=·D2·Ts(11)

式中：L1為T1初級繞組的電感值。

2）Boost電感狀態(tài)當|Vin(t)|>(Vc1－nVo)時，T1相當于一個Boost電感。在一個開關周期內，當S1開通時，L1經D5充電儲能；當S1關斷時，由于|Vin(t)|>(Vc1－nVo)，D6導通，儲存在L1上的能量向C1放電，其工作方式與一般的Boost電感型單級PFC變換器一樣。

在這種狀態(tài)時，平均輸入電流可表示為Iin(avg)=（12）

由式（11）（12）可知，無論Flyboost模塊處于反激變壓器狀態(tài)或者Boost電感狀態(tài)，變換器都能實現功率因數校正。

另外，這種新型的單級PFC變換器還具有一般單級PFC變換器所沒有的優(yōu)點：

1）高效率因為當Flyboost模塊工作在反激變壓器狀態(tài)時，相當于一個無損電阻，所以會獲得比一般單級PFC變換器高的效率；

2）自動限制中間儲能電容C1上的電壓因為，當Flyboost模塊處于反激變壓器狀態(tài)時，反激變壓器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|Vin(t)|＋Vo·n），只有當它大于Vc1時，C1才會被充電，此時Flyboost模塊進入Boost電感狀態(tài)，所以，C1的電壓最終被箝位在(Vin(peak)＋Vo·n)；

3）輸出電流紋波很小如前所述，普通的反激變壓器PFC模塊得到的輸出電流含有很大的二倍工頻紋波，但是，在這種新型變換器中，變換器的輸出由Flyboost模塊和DC/DC級的正激變換器共同調節(jié)，可以獲得穩(wěn)定的低紋波輸出。

5實驗結果

根據圖3建立了單級PFC變換器實驗電路，設計參數為：AC輸入170～230V；DC輸出16V/7.5A；開關頻率120kHz；L1=54.02μH；n=4.75。Flyboost模塊兩種工作狀態(tài)的電流波形如圖5（a）所示。在兩種狀態(tài)的轉換中，由于副邊電壓的反饋作用，C1的電壓自動箝位在Vin(peak)＋Vo·n。實驗證明，當輸入為AC220V時，C1的電壓箝位在387V（220×＋16×4.75=387）。

當Flyboost模塊處于反激變換器狀態(tài)時，可以實現功率的直接變換，所以變換器具有較高的效率，實驗證明，變換器滿載時效率達到了82.06％。 [!--empirenews.page--]

在實驗中，將Flyboost模塊的兩種狀態(tài)都設計在DCM模式下，從而可以獲得很高的功率因數，輸入電壓與輸入電流的波形如圖5（b）所示，在滿載時功率因數為0.976。

圖5(c)中第2條波形為變換器總的輸出電流，第3和第4條波形分別為Flyboost模塊與DC/DC變換器的輸出電流。輸出由Flyboost模塊和DC/DC級的正激變換器共同調節(jié)，所以輸出電流的工頻紋波很小。

6結語

本文提出了一種新型單級功率因數校正變換器。這種變換器有以下優(yōu)點：

(a)Flyboost模塊兩種狀態(tài)的電流

(b)輸入電壓與輸入電流

(c)輸入電壓與輸出電流

圖5單級PFC變換器的實驗波形

1)實現部分能量的直接變換，從而獲得較高的效率；

2)實現了中間儲能電容上電壓的自動箝位；

3)通過控制Flyboost模塊的兩種狀態(tài)都工作在DCM模式下，獲得了很高的功率因數。

實驗證明了這是一種很好的單級PFC變換器。