基本工作原理

圖 1 顯示了 ZETA 轉(zhuǎn)換器的簡單電路圖，其由一個輸入電容 CIN、一個輸出電容 COUT、耦合電感 L1a 和 L1b、一個 AC 耦合電容 CC、一個功率 PMOS FET 即 Q1，以及一個二極管 D1 組成。圖 2 顯示了 Q1 為開啟狀態(tài)和 Q1 為關(guān)閉狀態(tài)時，在 CCM 下運(yùn)行的轉(zhuǎn)換器。

圖 1 ZETA 轉(zhuǎn)換器的簡單電路圖

若想要知道各個電路節(jié)點的電壓，在兩個開關(guān)都為關(guān)閉狀態(tài)且無開關(guān)操作時對 DC 條件下的電路進(jìn)行分析很重要。電容 CC 與 COUT 并聯(lián)，因此在穩(wěn)態(tài) CCM 期間 CC 被充電至輸出電壓 VOUT。圖 2 顯示了 CCM 運(yùn)行期間 L1a 和 L1b 的電壓。

圖 2 CCM 運(yùn)行期間的 ZETA 轉(zhuǎn)換器

Q1 關(guān)閉時，L1b 的電壓必須為 VOUT，因為其與 COUT 并聯(lián)。由于 COUT 被充電至 VOUT，因此 Q1 關(guān)閉時 Q1 的電壓為 VIN + VOUT；這樣一來， L1a 的電壓便為相對于 Q1 漏極的 –VOUT。Q1 開啟時，充電至 VOUT 的電容 CC 與 L1b 串聯(lián)；因此 L1b 的電壓為 +VIN，而二極管 D1 的電壓則為 VIN + VOUT。

圖 3 顯示了通過各種電路組件的電流。Q1 開啟時，輸入電源的能量被存儲在L1a、L1b 和 CC 中。L1b 還提供 IOUT。Q1 關(guān)閉時，CC 持續(xù)為 L1a 提供電流，而 L1b 再次提供 IOUT。

 圖 3 CCM 期間 ZETA 轉(zhuǎn)換器的分量電流[!--empirenews.page--]

占空比

假設(shè) 100% 效率占空比 D，用于 CCM 運(yùn)行的 ZETA 轉(zhuǎn)換器，其為：

它還可以被重寫為：

Dmax 出現(xiàn)在 VIN(min)，而 Dmin 出現(xiàn)在 VIN(max)。

 選擇無源組件

設(shè)計任何 PWM 開關(guān)調(diào)節(jié)器的首要步驟之一便是決定允許多少電感紋波電流 ΔIL(PP)。過多會增加 EMI，而過少又會導(dǎo)致不穩(wěn)定的 PWM 運(yùn)行。一般原則是給 K 分配一個介于 0.2 和 0.4 平均輸入電流之間的值。理想紋波電流的計算如下：

在理想緊密型耦合電感中，每個電感的單芯上都有相同的繞組數(shù)，這時耦合迫使紋波電流在兩個耦合電感之間等分。在現(xiàn)實耦合電感中，電感并沒有相等的電感，并且紋波電流也不會完全相等。無論如何，在理想紋波電流值的情況下，如果存在兩個單獨(dú)的電感，則我們將耦合電感中要求的電感估算為實際需要的一半，如方程式 4 所示：

為了能夠承受負(fù)載瞬態(tài)，在高端電感中，耦合電感的飽和電流額定值需至少為穩(wěn)態(tài)峰值電流的 1.2 倍，其計算方法如方程式 5 所示：

請注意，IL1b(PK) = IOUT +ΔIL/2，其小于 IL1a(PK)。

 與降壓轉(zhuǎn)換器一樣，ZETA 轉(zhuǎn)換器的輸出有非常低的紋波。方程式 6 計算了完全由電容值引起的輸出紋波電壓部分：

其中 fSW(min) 為最小開關(guān)頻率。方程式 7 計算了完全由輸出電容 ESR 引起的輸出紋波電壓部分：

請注意，這兩個紋波電壓部分均被相移，且不直接相加。就低 ESR（例如：陶瓷電容）電容而言，可以忽略 ESR 部分電壓。要想滿足應(yīng)用的負(fù)載瞬態(tài)要求，最小電容限制是必需的。

輸出電容必須有一個大于電容 RMS 電流的 RMS 電流額定值，其計算方法如方程式 8：

輸入電容和耦合電容吸取和下拉的電流電平相同，但開關(guān)周期相反。與降壓轉(zhuǎn)換器類似，輸入電容和耦合電容都需要 RMS 電流額定值，

方程式 10a 和 10b 計算了完全由各自電容器電容值引起的輸出紋波電壓部分：

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方程式 11a 和 11b 計算了完全由各自電容器 ESR 值引起的輸出紋波電壓部分：

此外，兩個紋波電壓組成部分均被相移，且不直接相加；同時，就低 ESR 電容器而言，ESR 電壓部分再次可以被忽略。典型的紋波值小于輸入電容輸入電壓的 0.05 倍，也小于耦合電容輸出電壓的 0.02 倍。

 選擇有源組件

我們必須謹(jǐn)慎選擇功率 MOSFET，以便它可以處理峰值電壓和電流，同時最小化功耗。功率FET的電流額定值可以決定ZETA轉(zhuǎn)換器的最大輸出電流。

 如圖 3 所示，Q1 承受了 VIN(max) + VOUT 的最大電壓。Q1 的峰值電流額定值必須為

在相關(guān)環(huán)境溫度下，F(xiàn)ET 功耗額定值必須大于傳導(dǎo)損耗（FET rDS(on) 的函數(shù)）和開關(guān)損耗（FET 柵極電荷的函數(shù)）的和，計算方法如方程式 13 所示：

其中，QGD 為柵極到漏極電荷，QG 為 FET 的總柵極電荷，IGate 為最大驅(qū)動電流，而 VGate 為控制器的最大柵極驅(qū)動。Q1 的 RMS 電流為：

輸出二極管必須要能夠處理與Q1相同的峰值電流，即IQ1(PK)。該二極管還必須能夠承受大于 Q1 最大電壓（VIN(max) + VOUT）的反向電壓，以處理瞬態(tài)和振鈴問題。由于平均二極管電流為輸出電流，因此二極管的封封裝必須要能夠驅(qū)散高達(dá) IOUT×VFWD 的功率，其中 VFWD 為肖特基二極管 IOUT 的正向電壓。

 環(huán)路設(shè)計

ZETA 轉(zhuǎn)換器是一種具有多個實復(fù)極頻和零頻的四階轉(zhuǎn)換器。與 SEPIC 轉(zhuǎn)換器不同，ZETA 轉(zhuǎn)換器沒有右半面零點，并且更容易獲得補(bǔ)償，以使用更小的輸出電容值達(dá)到更大環(huán)路帶寬和更好負(fù)載瞬態(tài)結(jié)果。參考文獻(xiàn) 1 提供一個基于狀態(tài)空間平均法的較好數(shù)學(xué)模型。該模型將電感 DC 電阻 (DCR) 排除在外，但卻包括了電容 ESR。盡管參考文獻(xiàn) 1 中的轉(zhuǎn)換器使用陶瓷電容，但就后面的設(shè)計舉例而言，電感 DCR 代替了電容 ESR，這樣模型便可以更加緊密地匹配測得值。開環(huán)路增益帶寬（即利用一個可接收的典型 45º 相位余量讓增益穿過零頻的頻率），應(yīng)該大于 L1b 和 CC 的諧振頻率，這樣反饋環(huán)路便可以在該諧振頻率下利用基頻阻尼輸出端出現(xiàn)的非正弦紋波。

設(shè)計舉例

就本例而言，諸多要求都是針對一個 η= 0.9 峰值效率的 12-V、1-W 電源。負(fù)載為穩(wěn)態(tài)，因此幾乎看不到負(fù)載瞬態(tài)。2-A 輸入電源為 9 到 15V。我們選擇了異步電壓模式控制器即 TI TPS40200，其工作在 340 和 460kHz 之間的開關(guān)頻率下。輸入端和快速電容器的最大允許紋波分別為彼此交叉最大電壓的 1%。最大輸出紋波為 25 mV，而最大環(huán)境溫度為 55ºC。由于 EMI 并不是問題，通過使用最小輸入電壓，我們選擇了具有更低電感值的電感。下一頁的表 1 概括了前面介紹的一些設(shè)計計算方法。我們忽略了方程式 7 到 9 以及方程式 11，因為使用了高 RMS 電流額定值的低 ESR 陶瓷電容。

表 1 舉例ZETA轉(zhuǎn)換器設(shè)計計算

圖 4 顯示的是示意圖，而圖 5 則顯示了 ZETA 轉(zhuǎn)換器的效率。在下一頁，圖6 顯示了轉(zhuǎn)換器在深度 CCM 下的運(yùn)行情況，而圖 7 則顯示了環(huán)路響應(yīng)。

圖 4    1A 電流時 9V 到 15V VIN 和 12-V VOUT 的 ZETA 轉(zhuǎn)換器設(shè)計[!--empirenews.page--]

圖 5 舉例 ZETA 轉(zhuǎn)換器設(shè)計的效率

圖 6 VIN=9V 且IOUT=1A 時的運(yùn)行情況

圖 7 VIN=9V 和 15V 且 IOUT=1A 時的環(huán)路響應(yīng)

結(jié)論

像 SEPIC 轉(zhuǎn)換器一樣，ZETA轉(zhuǎn)換器是另一種轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/strong>結(jié)構(gòu)，其通過一個在輸出電壓上下范圍變化的輸入電壓來提供穩(wěn)定的輸出電壓。相比SEPIC轉(zhuǎn)換器，ZETA 轉(zhuǎn)換器的好處包括更低的輸出電壓紋波，以及更簡單的補(bǔ)償。缺點是要求更高的輸入電壓紋波、更大容量的飛跨電容以及一個能夠驅(qū)動高端 PMOS 的降壓轉(zhuǎn)換器（例如：TPS40200 等）。