最近，為了降低無源元件的尺寸并獲得快速動態(tài)響應，驅(qū)動頻率已被提高至MHz的數(shù)量級。但驅(qū)動頻率越高，開關損耗就越大。隨著開關頻率不斷增加，MOSFET的開關損耗將超過導通損耗。特別是由于功率器件是在最高電壓電流條件下關斷的，因此，升壓轉(zhuǎn)換器的關斷開關損耗要大于導通開關損耗。本文將介紹一種簡單的能夠降低或消除升壓轉(zhuǎn)換器開關損耗的LC諧振網(wǎng)絡，并詳細分析其工作模式。

　　引言

　　在便攜式產(chǎn)品的各種DC/DC轉(zhuǎn)換器中，效率已逐漸成為有關延長電池壽命的熱門話題。在升壓轉(zhuǎn)換器或步進轉(zhuǎn)換器中，主要的開關損耗是在功率開關關斷時產(chǎn)生的，因為此時仍處于最大的電壓電流轉(zhuǎn)換條件。在非連續(xù)性電流模式（DCM）中，升壓轉(zhuǎn)換器的主要功率器件通過從零電流開始的一個軟啟動電流來導通。由于功率器件在高電壓零電流時導通，所以它的開關損耗非常小，可以忽略不計。鑒于電感電流的正斜率，其流入功率器件的電流在器件關斷時達到最大。因此，在DCM中，關斷損耗比導通損耗大。不過，導通損耗是在連續(xù)電流模式（CCM）下產(chǎn)生的，但其關斷損耗仍然大于導通開關損耗。本文所介紹的LC諧振電路，可降低或消除關斷開關損耗。

　　諧振電路的詳細描述

　　在升壓、降壓或升/降壓轉(zhuǎn)換器中，LC諧振網(wǎng)絡可按圖1所示實現(xiàn)。

　　圖1顯示了無損耗LC諧振網(wǎng)絡的不同應用實例。本文中，如圖2所示，LC諧振網(wǎng)絡被用于升壓轉(zhuǎn)換器。為簡化模式分析，假設功率器件和所有無源元件都是理想的。圖3顯示了帶有LC諧振網(wǎng)絡的升壓轉(zhuǎn)換器在各個時段的工作模式。本文提出的具有附加諧振網(wǎng)絡的升壓轉(zhuǎn)換器，它的工作可分為三種模式。首先，主開關Q是關斷的。電感電流iL（t）具有負斜率，通過電感L和輸出二極管Do流向負載，如圖3（a）所示。電壓V_Cr由一個正電平充電，并具有和輸出電壓Vo 相同的幅值，見圖3（a）。

　　模式1（t₁≤t < t₂）：在t = t₁時，Q導通。電感L_r和電容C_r啟動諧振，諧振頻率及其周期T_r可計算如下：

（1）

  （2）

　　由于諧振阻抗Z_r=√（C_r/L_r），故諧振峰值電流I_rpk為：

（3）

　　模式2（t₂≤t < t₃）：一旦Q導通，諧振電流就迭加到MOSFET的漏極電流上。在非連續(xù)電流模式（DCM）中，漏極電流從零開始。由于Lr和Cr產(chǎn)生的諧振，使得Cr 的電壓極性改變。如果電壓V_Cr 變得比DC輸入電壓更高，則D1導通。因此，在Q導通時（如圖3（c）和圖4所示），通過輸入電壓，V_Cr 被很好地箝位。在諧振周期Tr 之后，電感電流具有正斜率，并與圖3（e）所示的典型升壓轉(zhuǎn)換器的波形相同。電感電流峰值可計算如下：

（4）

　　這里，I_in是輸入平均電流，T_s是開關周期，D是占空比，定義為D  （t₃ - t₁）/ T_s。若Q關斷，這種模式即結束。

　　模式3（t₃ ≤t < t₄）：如圖3所示，當Q關斷時，電感電流直接從MOSFET轉(zhuǎn)到Cr。負載電流由輸出濾波器提供，輸入電壓源沒有電流流出。因此，利用一個恒定諧振電流，Cr電壓從-V_in變?yōu)?V_o，如圖4所示。在這種條件下，MOSFET漏源電壓V_ds具有一個斜率，因為它通過諧振電流I_pk從-V_in充電到+V_o。周期T_d = t_{4 - t3}之間的時間，可由下式求得：

（5）

　　故此，MOSFET漏極電壓正慢慢增加，同時其電流立即從MOSFET轉(zhuǎn)向到電容C_r，從而有效地降低關斷損耗。如圖3（h）所示，若電容電壓V_Cr超過輸出電壓幅值，那么D2會變?yōu)檎蚱?，C_r經(jīng)由D2-L_r-D_o和輸出電路相連接。這樣一來，當Q關斷時，如圖4所示，通過輸出電壓V_o，Vc_r得到很好的箝位。

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　　實驗結果

　　圖5是用具有1.6MHz開關頻率的FAN5331實現(xiàn)的LC諧振升壓轉(zhuǎn)換器。如圖所示，LC諧振相關值有C_r = 53pF、L_r = 4.5mH、L = 10mH。因此，由式（1）可求得諧振周期為Tr=48.5ns。典型的輸入電壓為5.0V，輸出電壓設置為15.0V，負載電流為50mA。由開關頻率可求得開關周期Ts = 0.625ms，輸入輸出轉(zhuǎn)換占空比D = 0.67、T_on = 420ns及T_off = 205ns。

　　由式（3）可知，諧振電流峰值Irpk=51.4mA，但實驗結果卻為40mA。當Vo=Vin=5.0V、Po=750mW時，平均輸入電流Iin為176mA、Pin=880mW。故由式（4）可算出峰值電感電流Ipk=280mA。

　　圖6顯示了帶有和沒有諧振LC網(wǎng)絡的傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的比較結果。如前關于工作模式中所闡述的，當Q導通時，諧振周期開 始。圖7顯示了Q導通或關斷時的SOA安全工作區(qū)域曲線。正如預料，當Q關斷時，傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的漏極橫截面上的電流電壓要高得多。漏極橫截面上電壓電流的詳細波形如圖8所示。實驗結果顯示，利用無損LC諧振網(wǎng)絡，開關損耗得以有效降低。

　　諧振網(wǎng)絡中諧振電感電流的實驗結果如圖9所示。諧振周期Tr 測量值大約為50ns，與Cr=53pF、Lr=4.5mH時根據(jù)式（1）計算的結果一致。

　　圖10顯示了無損耗諧振LC網(wǎng)絡的SOA曲線。比較圖7和圖10可看出，帶有LC諧振網(wǎng)絡的升壓轉(zhuǎn)換器的SOA比典型的沒有LC諧振網(wǎng)絡的升壓轉(zhuǎn)換器更好。圖11比較了帶有和沒有諧振LC電路的傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的效率，由圖可見，效率有顯著提高，尤其是當DC輸入電壓較低時。

　　本文介紹了一種可獲得更高效率的LC諧振升壓轉(zhuǎn)換器電路，給出了詳細模式分析和設計指引。實驗結果顯示，這種LC諧振電路工作良好，可用于超便攜式應用以延長電池壽命。