摘要：針對新型的移相PWM控制器UCC3895，介紹了其基本的功能及與UC3875(79)系列的控制器相比所具有的特點。并將該控制器應用于20kHz／500W移相全橋電源，進行了開環(huán)和閉環(huán)的系統(tǒng)實驗，實驗結果表明所進行的設計是合理的，UCC，3895有較強的實用價值。
關鍵詞：移相全橋變換器；UCCt895；設計

0 引言
    移相全橋(Full-Bridge，F(xiàn)B)PWM變換器是一種應用廣泛，適用于較大功率、低電壓等場合的變換器。該變換器采用PWM移相控制，在不附加其他額外元器件，電路成本和復雜程度基本不變的情況下，利用變壓器的漏感和功率開關管的結電容進行諧振，使功率管實現(xiàn)零電壓開關(ZVS)，從而減小了開關損耗，變換器的效率可大于80％，并且開關電壓應力的減小使得開關頻率可以進一步得到提高，可達到100 kHz～500 kHz，故該變換器適應當今開關電源高頻化、高效化的發(fā)展趨勢，有廣闊的應用前景。

    實現(xiàn)全橋變換器的移相PWM控制的方法很多，比如：采用分立器件進行邏輯組合，采用專用的集成控制芯片，采用DSP或CPLD數(shù)字實現(xiàn)等。第一種方法較為復雜，不利于工業(yè)應用，第三種方法的成本相對較高；而采用專用的集成控制器是電源開發(fā)設計者們較多采用的方法。當今應用較多的移相全橋集成控制芯片主要是UC3879和UC3875／6／7／8系列。UC3879作為UC3875的改進型，其工作原理和基本結構是相同的，但在一些功能上進行了改進。UCC3895是TI公司生產(chǎn)的又一種高性能PWM移相型控制器。它是UC3879的改進型，除了具有UC38779的功能外，最大的改進是增加了自適應死區(qū)設置，以適應負載變化時不同的準諧振軟開關要求。新增加了PWM軟關斷能力。同時由于它采用了BCDMOS工藝，使得它的功耗更小，工作頻率更高，因而更加符合電力電子裝置高效率、高頻率、高可靠的發(fā)展要求。

    本文首先介紹了UCC3895的電氣特性、管腳的基本功能及電壓型控制或峰值電流控制的實現(xiàn)。然后應用UCC3895設計了220 V輸入、24 V輸出、開關頻率20kHz、功率500W的移相全橋電源，并給出了開環(huán)和閉環(huán)實驗的主要波形。

1 UCC3895應用特性
    UCC3895有以下特性：可編程輸出開通延時和自適應延時設置；既可用于電流模式，又可用于電壓模式；可實現(xiàn)輸出脈沖占空比從0％～100％相移控制；內(nèi)置7 MHz帶寬的誤差比較放大器，最高工作頻率1 MHz等。它的內(nèi)部結構框圖如圖1所示。

    腳ADS是該控制芯片新增的控制管腳，其功能是設置所設定輸出延時死區(qū)最大值與最小值之間的比。

    當腳ADS與電流傳感腳CS直接相連時，延時死區(qū)時間最小；當腳ADS直接接地時，延時死區(qū)時間最大。

    腳ADS可通過式(1)所列關系改變腳DELAB和腳DELCD上的電壓，從而改變輸出延時。
  
    式中：VDEL為腳DELAB和DELCD上的電壓；
    VCS為腳CS上取樣電流的電壓；
    VADS為腳ADS上所施加的設定電壓。

    腳CS為電流檢測比較器的反相輸入端。當電路工作在峰值電流模式下時，該引腳信號可實現(xiàn)逐個周期的電流限制功能，同時在任何情況下當電路過流時，芯片立刻封鎖輸出進入軟啟動周期實現(xiàn)有效的保護功能。

    腳RAMP、當UCC3895工作于電壓或平均電流控制模式下，該腳接振蕩器輸出腳CT時，該引腳接電流信號腳CS時，則UCC3895工作在峰值電流模式下。

    同步振蕩器的工作頻率由定時電容CT和定時電阻RT決定。振蕩周期可由式(2)近似得到

   
    同一橋臂上的兩個管子的死區(qū)延時時間可由式(3)確定，

   
    式中：RDEL為腳DELAB與地間所接的電阻。
    UCC3895與UC3875、UC3879等傳統(tǒng)的移相控制芯片的參數(shù)比較如表l所列。

    從表1可看出UCC3895的功耗明顯減小，相應速度最快，但是驅(qū)動能力相對UC3875而言較小，所以在實際應用中還要根據(jù)情況合理選擇芯片。

2 主電路與控制電路參數(shù)設計
    本文所設計的電源系統(tǒng)結構簡圖如圖2所示。

    主電路中變壓器的設計是影響電路性能的關鍵。根據(jù)參考文獻[4]，選用面積乘積法來設計高頻變壓器。設變壓器的輸出功率為Po,變壓器的效率為η，填充系數(shù)為Ku，導線的電流密度為J，一個高頻周期內(nèi)開關導通的時間為tom，變壓器變化的磁密為△B，則可以得到下面的計算公式。

   
    又因為高頻變壓器為雙向激磁，所以△B=2 BmBm為磁芯最大的工作磁密；設開關頻率為f 及占空比為D，則有ton=0．5D／fo將上述關系帶入到式(4)中可得

   
    選取參數(shù)：Po=500W；f=20kHz；對于R2KB材質(zhì)的鐵氧體磁芯可選擇最大工作磁感應強度Bm=1700Gs；填充系數(shù)Ku=O．3；導線電流密度J=3A／mm2；變壓器的變換效率η=0 98?？傻肁cAw=4.614 cm4，通過查閱變壓器磁芯手冊可知選用EE80磁芯。

    變壓器原邊匝數(shù)計算公式為

   
    式中：Vimax為輸入電壓的最大值。
    變壓器副邊匝數(shù)的計算公式為
   

    式中：Vimin為輸入電壓的最小值；
    Vomax為輸出電壓的最大值。
    將參數(shù)代入計算并取整后呵得原副邊匝數(shù)為：N1=114匝，N2=14匝。
    主電路中其他主要參數(shù)為
    開關器件選用MOSFET IXTH25N60；
    并聯(lián)電容選用 l000 pF／630V；
    諧振電感30 μH。

    系統(tǒng)采用PI控制的電壓閉環(huán)，通過對移相全橋變換器數(shù)學模型的分析，并通過PSPICE14．O的仿真研究，最后確定調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為：

   

3 實驗結果
    在分析了UCC3895的主要管腳功能和基本特性的基礎上，制作了一臺AC 220 V輸入、DC24V輸出的移相全橋變換器樣機以驗證芯片的功能和所設計參數(shù)的正確性。

    控制電路采用UCC3895控制器，驅(qū)動采用IR2110，控制電路原理如圖3所示。

    實驗所得主要波形如圖4～圖7所示。

    圖6和圖7中的vgs1和vgs2分別為超橋臂功率開關S1與滯后橋臂S4的驅(qū)動信號波形；vDs1和vDS4分別為S1與S4漏源極之間的電壓波形。從驅(qū)動信號與漏源電壓的對應關系可以看出，功率開關實現(xiàn)了ZVS。

    圖8為電壓閉環(huán)時，負載0～3A突變時輸出電壓和電流的對應關系。從圖8中可以看出所選擇的調(diào)節(jié)器參數(shù)較好地滿足了系統(tǒng)的快速性和穩(wěn)定性。

4 結語
    新型移相全橋控制器UCC3895與傳統(tǒng)的移相控制器相比，在保留的基本功能的前提下，改進了設計，增強了功能，減小了功耗，從而整個變換器系統(tǒng)的效率及可靠性得到了進一步優(yōu)化。本文通過制作實驗樣機，進行開環(huán)和閉環(huán)的實驗研究，進一步驗證了該芯片用于軟開關移相全橋變換器控制的可行性和有效性。