低電壓范圍升壓轉換器通常用于移動設備，以便將電池電壓（1.2V至4.2V）提升到較高的電壓水平（如1.5至20V），從而為應用電路供電。在這個電壓范圍里，傳導損耗是主要的考慮因素。市面上存在許多專門設計用于這些應用的器件，連續(xù)傳導模式（CCM）是這些器件的主要工作模式。

高電壓范圍升壓轉換器通常用作具有90V至270VAC輸入和約400VDC輸出的PFC轉換器，在這些應用中，傳導損耗并不像在低電壓升壓轉換器中那么重要，需要更多地考慮開關損耗和抗噪聲能力。因而PFC控制器通常采用某些特別的設計要素如臨界導通（CRM）工作模式、更高的電流感測電壓。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用。

LEDTV背光應用需要24VDC輸入、180VDC0.4A輸出升壓轉換器，相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉換器，這類中等電壓升壓轉換器很少用于消費電子產(chǎn)品。在這種電壓和額定功率值范圍中，傳導損耗、開關損耗和抗噪聲能力均需予以考慮，很難找到一款適合的較廉價的器件。

拓撲和器件選擇考慮事項

在設計消費產(chǎn)品解決方案時，始終需要避免使用昂貴的拓撲和器件。而且，由于DC輸入節(jié)點和輸出節(jié)點（LED陣列）均位于次級端，因而LED背光照明級無需進行隔離。即便我們還有軟開關諧振半/全橋拓撲等其它選擇，升壓（boost）拓撲是LEDTV背光照明電源應用的最佳核心拓撲。

考慮到用于移動設備的升壓控制器具有高PWM頻率（通常為500KHz至6MHz）和低噪聲兼容性（電壓模式或低電流感測電壓）。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適，因其具有高柵極驅動電壓（超過10V）和高電流感測電壓（通常為0.5V-1.2V）。但是，大多數(shù)AC/DCPWM控制器的工作頻率為50kHz至100kHz。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的，因為它能夠平衡開關損耗和電感元件尺寸。不過，對于24VDC輸入電源，該頻率有些低，因為低工作頻率需要使用大電感器。

CRMPFC控制器是最佳的選擇，因為它不僅具備AC/DCPWM控制器的優(yōu)勢（高柵極驅動電壓和高電流感測電壓），還能夠通過選擇電感將工作頻率設置為最佳數(shù)值（200kHz）。即便CRMPFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作，但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內置在芯片中，并具有足夠大的振幅。因而，在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題。

提高效率

使用標準CRMPFC控制器來實現(xiàn)升壓轉換器，因為具有相對較低的輸入/輸出電壓和臨界導通模式工作方式，開關損耗并不是問題，其問題在于傳導損耗。圖1所示為升壓轉換器中的主要傳導損耗來源。

我們可以看到導通期間的傳導損耗來自于Rsense、Rdson和Rcoil，本文不討論減小Rcoil的方法，下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson。

在PFC應用中，Rsense值由最大額定功率來決定，在出現(xiàn)異常過流情況時，Rsense上的電壓應當達到逐脈沖限流電平（Vcslim），需要保留10%的余量范圍，因而可由下式計算Rsense：

對于本文探討的應用，我們同樣應當遵循這個公式。Rsense的功耗為：

，因而

我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例。標準PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V，以期避免噪聲帶來的錯誤觸發(fā)。在FAN7930CM中Vcslim為0.8V。因為輸入電壓相對較高，而IQRMS相對較低，這個數(shù)值對于PFC應用是合適的。但對于24V輸入應用，這一電壓太高，使得PRsense過大。例如，我們使用飛兆半導體公司提供的設計工具，計算72WPFC（90VAC輸入、400V/0.18A輸出）的Rsense的功耗。我們得到結果：Rsense=0.289Ω，Rsense的功耗為0.22W。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%，如果我們使用相同的設計工具，計算具有24V輸入、180V/0.4A輸出的72WPFC控制器，其結果為：Rsense=0.077Ω，Rsense的功耗為0.96W，因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%，相比90VAC輸入狀況高出三倍。

為了減小Rsense的功耗，我們設計了如圖2所示的“電壓墊高（Voltageblockup）”電路，使用分壓器R1和R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個電壓差，通過這個電壓差，Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達到Vcslim。

在圖3中，我們可以看到通過增添R1和R2，即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多，Vsense也能夠達到（Vcslim/1.1）水平。這樣可以降低Rsense的功耗。例如，在不使用R1和R2的情況下，如果Rsense為0.077Ω，當Ipk=10.39A，Vsense則為0.8V。如果Vgate=11V，R1=10KΩ，R2=400Ω，Rsense=0.0375Ω，當Ipk=10.39A，Vsense也可達到0.8V。但是，如果Rsense=0.0375Ω，Rsense的功耗則為0.47W，效率損失為0.47/72×100%=0.65%，相對于使用0.77ΩRsense，效率則可以提高0.68%。

在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下，如果Vdss增加，MOSFET的Rdson會增大。例如，飛兆100VMOS器件FDD86102的Rdson為24mΩ。但是對于具有相同封裝和價格的250VMOS器件FQD16N25C，Rdson為270mΩ。MOSFET器件的傳導損耗在24mΩ和270mΩ條件下的差別很大，我們使用相同設計工具計算了24VAC輸入、180V/0.4A輸出PFC轉換器Rdson的傳導損耗。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W。顯然，270mΩRdson是不可接受的。在標準升壓拓撲中，為了提供180V輸出電壓，需要使用250VMOSFET以獲得足夠的Vdss余量。在這種情況下，減小傳導損耗的標準途徑是選擇一個Rdson較低的MOSFET器件。不過，在相同Vdss下，Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴，而且具有較大的Coss。較大的Coss意味著較大的關斷損耗。這里，我們找到了另一種減小傳導損耗的方法。就是使用100VMOSFET器件如FDD86102，將24V電壓提升到180V，當然，必須采用特殊的方法解決電壓問題，如自耦變壓器。[!--empirenews.page--]

圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉換器，在導通期間，電流流經(jīng)紅色的路徑就象標準升壓轉換器的一樣，而在關斷期間，電流則經(jīng)過綠色路徑。MOSFET漏極上的電壓為：

如果我們輸入N1=3T，N2=7T，Vdiode=1V，Vout=180V，Vin=24V，則Vd為：

因而可以使用100VMOSFET器件。

設計示例和測試結果

U4，Q35，T3，D36和外部元件構成了這個升壓轉換器，繞組6-10用于實現(xiàn)零電流檢測（ZCD），D37，C42，R39，R40具有兩項功能，一項功能是作為箝位線路，吸收N1和N2之間的泄漏電感引起的電壓脈沖，另一項功能是監(jiān)視Q35的漏極電壓，反饋至U4的引腳1，實現(xiàn)過電壓保護。

圖6是評估電路板頂部、底部和側面照片。我們可以看到，增添R38，效率提高了1.09%。圖7是使用/不使用Vrsense電壓墊高電路（R38）的波形差別示意圖。表2是使用/不使用自耦變壓器的結果比較。如果不使用自耦變壓器，應當去掉D37，將D37的陰極連接到24VVin。我們可以看到使用自耦變壓器，效率提高了14.06%，圖8所示為波形比較。

本文小結

標準CRMPFC控制器就其特性、通用性和低價格而言，適用于中等電壓升壓轉換器。傳導損耗是其應用的主要挑戰(zhàn)。采用電壓墊高電路能夠降低Rsense所需的峰值電壓以期提升轉換器的效率。在升壓轉換器中采用自耦變壓器，允許使用低VdssMOSFET器件以減小Rdson，從而顯著提升效率。評估電路板的測試結果證實這一思路是可行的。

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