1 引言

腦電信號(hào)EEG(Electroencephalograph)是人體一種基本生理信號(hào)，具有重要的臨床診斷和醫(yī)療價(jià)值。南于腦電信號(hào)自身具有非平穩(wěn)性隨機(jī)的特點(diǎn)，因此，對(duì)其實(shí)時(shí)濾波具有相當(dāng)難度。自從Berger 1929年發(fā)現(xiàn)腦電信號(hào)以來(lái)，人們采用多種數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)處理分析腦電信號(hào)，由于傳統(tǒng)的濾波去噪方法所用濾波器一般具有低通特性，因此采用經(jīng)典濾波法對(duì)非平穩(wěn)信號(hào)去噪，降低噪聲，展寬波形，平滑信號(hào)中突變尖峰的成分，但可能損失這些突變點(diǎn)攜帶的重要信息，而傅里葉頻譜分析僅是一種純頻率分析方法，該方法對(duì)時(shí)變的非平穩(wěn)腦電信號(hào)無(wú)效。

與傳統(tǒng)的傅里葉變換相比較，小波變換是一種多尺度信號(hào)分析方法，具有良好的時(shí)頻局部化特性，非常適合分析非平穩(wěn)信號(hào)的瞬態(tài)特性和時(shí)變特性，這正是分析 EEG所需要的，EEG中許多病變都是以瞬態(tài)形式表現(xiàn)的。只有結(jié)合時(shí)間和頻率進(jìn)行處理，才能取得更好效果。但小波分解每次只分解上次分解的低頻部分，而不分解高頻部分，所以高頻段分辨率較差。而小波包分解是一種從小波分解延伸出的更細(xì)致的分解和重構(gòu)信號(hào)的方法，它不但分解低頻部分，而且還能二次分解高頻部分，能夠很好地將頻率分辨率調(diào)整到與腦電節(jié)律特性相一致，因此小波包分解具有更好的濾波特性。若將小波包方法引入腦電信號(hào)分析．不僅可以克服傳統(tǒng)腦電分析的不足．還可以改進(jìn)Mallat算法分析實(shí)際腦電中的不足。

腦電信號(hào)的數(shù)字處理以往采用通用PC機(jī)或單片機(jī)實(shí)現(xiàn)，存在實(shí)時(shí)性差等缺點(diǎn)。隨之，基于FPGA的小波變換在腦電信號(hào)數(shù)字處理中應(yīng)運(yùn)而生，其實(shí)時(shí)性好。 DSP Builder將Matlab/Simulink設(shè)計(jì)仿真工具的算法開(kāi)發(fā)、模擬和驗(yàn)證功能和Quartus II軟件的HDL綜合、模擬和驗(yàn)證功能相結(jié)合，為小波變換的FPGA提供良好的平臺(tái)。

2 一維離散小波(1D-DWT)Mallat改進(jìn)算法

多分辨率分析是小波分析的核心理論，其Mallat算法是信號(hào)小波分解和重構(gòu)的常用算法。正交小波的分解和重構(gòu)公式由尺度函數(shù)的尺度方程系數(shù)確定。假設(shè)構(gòu)造正交小波的尺度函數(shù)φ(t)的兩尺度方程為：

式中，g(n)=(-1)n-1h(2N-n-1)，N為自然數(shù)常數(shù)。

設(shè)信號(hào)為：

由于φ(-t)和φ(t-s)為構(gòu)造正交小波的多分辨率分析尺度函數(shù)，因此上述分解和重構(gòu)公式中取h(n)為h(-n)或h(n-s)均可。為了討論方便，且不失一般性，可將上述分解公式和重構(gòu)公式重寫為：

帶入式(9)得：

則c0(k)=c0(k-2N-1)，式(13)得到的信號(hào)是式(12)得到信號(hào)的延遲。由于序列h(n)和g(n)為因果序列，所以式(13)對(duì)應(yīng)的濾波器為因果濾波器。采用式(7)和式(8)繼續(xù)分解信號(hào)低頻分量或低頻分量與高頻分量．可得多級(jí)分解或小波包分解。

3 基于DSP Builder的小波變換設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

考慮到瞬態(tài)脈沖信號(hào)的短時(shí)性，選擇具有緊支集的Daubenchies小波作為分析小波，這樣有利于突出瞬態(tài)信號(hào)特征，DB小波函數(shù)具有良好的正交性和緊支撐性，可較好地表現(xiàn)頻域信號(hào)的連續(xù)性和突變性，在實(shí)際工程應(yīng)用中效果較好。故這里采用DB小波對(duì)腦電信號(hào)進(jìn)行4級(jí)分解重構(gòu)。濾除腦電信號(hào)中存在的直流成分或緩慢基線漂移。選取DB2小波，此時(shí)M=3，且低通濾波系數(shù)(尺度函數(shù)系數(shù))如下：

由于浮點(diǎn)數(shù)在FPGA中實(shí)現(xiàn)比較復(fù)雜，為了減少FPGA的運(yùn)算量和資源，可將濾波計(jì)算轉(zhuǎn)換為整數(shù)運(yùn)算和移位運(yùn)算，為此首先需將以上濾波器系數(shù)轉(zhuǎn)化為整數(shù)，對(duì)每個(gè)濾波器系數(shù)采用16位字長(zhǎng)進(jìn)行量化，即乘以215后取整數(shù)，而對(duì)濾波器的輸出信號(hào)有移15位即得到實(shí)際輸出。

以DSP Builder為平臺(tái)，對(duì)式(7)、式(8)和式(13)算法進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)建模、仿真，再利用Signal Compiler生成HDL文件，然后利用Quartus II進(jìn)行時(shí)序仿真驗(yàn)證。

3．1 DSP Builder實(shí)現(xiàn)lD-DWT分解

分解模塊的結(jié)構(gòu)如圖1所示。信號(hào)并行從4級(jí)延遲線輸出，與FIR濾波器系數(shù)進(jìn)行卷積，然后再偶抽取便可得到近似部分和細(xì)節(jié)部分的結(jié)果。二次抽取模塊采用DSP Builder的下采樣模塊，利用Signal Compiler生成HDL文件。

為了減少系統(tǒng)耗用的硬件資源，舍去輸出結(jié)果的低8位，保證分解前后信號(hào)保持同樣能量級(jí)。從圖1中可知，各個(gè)子模塊并行工作，子模塊之間無(wú)需任何交叉信號(hào)，數(shù)據(jù)從輸入端以流水線的方式向后傳遞，實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)流水線工作。二級(jí)分解模塊的設(shè)計(jì)原理同一級(jí)分解模塊。