1 電路結構
    圖1為脈沖均勻控制串聯(lián)諧振逆變電源的主電路圖，它包括三相不可控整流電路、濾波電路、逆變電路和串聯(lián)諧振電路。

    圖1中：C1，L1為濾波電容和濾波電感；L0為負載；D1，D2，D3，D4分別為反并聯(lián)快速二極管；T1，T2分別為電流互感器；R2，R3分別為分壓電阻；VT1，VT2，VT3，VT4分別為開關管IGBT；C2為隔直電容，T0為負載匹配變壓器。
    圖2為整個控制系統(tǒng)框圖，以CPLD作為主控芯片，包括頻率跟蹤電路，驅動電路，檢測電路，以及顯示部分。

    三相電源經過整流電路輸出直流電壓，該直流電壓經過濾波后輸入到逆變器，逆變器實現(xiàn)DC／AC變換，生成的交流電經變壓器輸出給負載。逆變器的開關管由CPLD組成的控制電路進行控制。主要的控制過程如下：VT1，VT4同時導通，電流正向通過負載；VT2，VT3同時導通，電流反向通過負載，實現(xiàn)直流變交流。為了使逆變成功，必須保證上下橋臂的開關管不能同時導通，否則逆變失敗，所以在設計開關控制信號時必須加入死區(qū)。

2 脈沖密度控制功率原理
    密度調節(jié)功率控制的基本思路是假設總共有N個調功單位，在其中M個調功單位里逆變器向負載輸出功率，而剩下的(N-M)個單位內逆變器停止工作，負載能量以自然振蕩形式逐漸衰減，輸出的脈沖密度為(M／N)％。輸出功率的調節(jié)是通過控制圖3中的IG-BT使VT1，VT4與VT2，VT3交替工作實現(xiàn)的。其原理如下：
    把開關管VT1和VT3的控制信號看作是n個1／2i(i=1，2，…，n)分頻器相加而成，即一個控制周期內有2n個控制脈沖。當開關管完全工作時，即功率最大時為2n／2n，去掉1個脈沖，剩下2n-1個脈沖時，功率值為(2n-1)／2n；去掉m(m<2n)個脈沖剩下(2n-m)脈沖時，功率值為(2n-m)／2n；在沒有脈沖，即m=2n時開關管完全關斷，即功率最小時為0?？刂七@n個分頻器的組合就可以控制逆變器的輸出功率。
    該設計采用4個分頻器，即n=4。包括2分頻器、4分頻器、8分頻器、16分頻器，通過他們的不同組合得到16個不同的功率值，如表1所示。其中，0表示關，1表示開。全關時功率值為0，全開時為1。其余組合對應的功率值如表1所示。

    圖4給出功率值為1／16，2／16，4／16，8／16時的控制信號圖，同時也是16分頻、8分頻、4分頻、2分頻原理圖，不同功率值時VT2，VT4的控制信號相同。電路工作狀態(tài)簡要說明，如圖4所示。

   [!--empirenews.page--] 當VT1，VT4導通，VT2，VT3關斷時，負載諧振電流為正，負載諧振電流經VT1，R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路如圖4(a)所示，由U供電。
    當VT1，V T4關斷，VT2，VT3導通時，負載諧振電流為負，負載諧振電流經VT2，C2，L2，R1，VT3由b流向a，等效電路如圖4(b)所示，由U供電。
    當VT1，VT2，VT3關斷，VT4導通時，負載諧振電流為正，負載諧振電流經R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路，如圖4(c)所示，通過D3續(xù)流。
    當VT1，VT3，VT4關斷，VT2導通時，負載諧振電流為負，負載諧振電流經電流經VT2，C2，L2，R1由b流向a，等效電路如圖4(d)所示，通過D1續(xù)流。

3 脈沖密度控制策略的CPLD實現(xiàn)
    以Altera MAXⅡ EPM1270芯片為平臺，它包括1 270個LE，相當于40 000門數(shù)，8 kB的用戶可用FLASH，116個I／O口。采用QuartusⅡ5．1進行編程下載仿真。
    圖5給出了CPLD脈沖密度控制的邏輯模塊框圖。其中，主要包括脈沖信號分配控制模塊、脈沖分配模塊、脈寬計算和死區(qū)時間設置模塊以及PWM脈寬控制模塊等。

    脈沖分配模塊根據功率給定值對脈沖分配模塊進行控制，脈沖分配模塊由2，4，8，16四個分頻器組成。它根據脈沖分配控制模塊的信號對分頻器進行組合，脈寬計算和死區(qū)時間設置模塊根據輸入電流信號計算其脈寬，并控制PWM輸出模塊控制脈寬并進行死區(qū)設置。

4 仿真與試驗
    下面給出CPLD實現(xiàn)脈沖密度功率控制的部分仿真圖和試驗圖。仿真圖中，信號從上到下分別是：使能信號、電流輸入信號Iin、功率給定PWM1，PWM2，PWM3，PWM4控制信號，分別控制VT1，VT4，VT3，VT2。圖6給出了以QuartusⅡ5．1為軟件環(huán)境，功率值為8／16和16／16時的仿真圖。圖7是對應的下載到Altera MAXⅡEPM1270芯片的部分試驗波形圖。

    圖8給出了輸入電源三相220 V(相電壓)，頻率50 Hz，輸出功率P=1 kw，諧振頻率f=100 kHz，負載等效電感L2=26μH，負載等效電阻R1=6．5 Ω的部分實驗結果圖。兩波形圖坐標值相同，方波為電壓，正弦波為電流。

5 結 語
    在此提出的采用CPLD實現(xiàn)脈沖均勻調制功率控制逆變器的策略，CPLD承擔PWM生成，密度調節(jié)以及死區(qū)時間控制的任務，通過電流的反饋，實現(xiàn)頻率的跟蹤，使逆變器始終工作在諧振狀態(tài)，提高工作效率，減少損耗。仿真與試驗結果表明了該方案的可行性。該方案具有可靠性高，能有效減少控制板的體積，電路簡單，易于實現(xiàn)高頻化的優(yōu)點。