Ⅰ 引言

目前，功率因數(shù)校正問(wèn)題是許多電器設(shè)備都需要解決的問(wèn)題。對(duì)此，人們提出了許多的電路拓?fù)浜涂刂品桨竵?lái)解決它。其中運(yùn)用較為廣泛的是利用BOOST型變換器來(lái)做功率因數(shù)校正。這是因?yàn)锽OOST變換器具有許多其他電路拓?fù)渌痪哂械膬?yōu)點(diǎn)，例如輸入電流連續(xù)，控制簡(jiǎn)單等。但是BOOST變換器的輸出電壓必須要比輸入電壓高，這使得在許多場(chǎng)合中需要再增加一級(jí)直流變換器來(lái)調(diào)整其輸出電壓，例如BUCK變換器。電路如圖1所示，造成了電路成本高，驅(qū)動(dòng)復(fù)雜等缺點(diǎn)。對(duì)此本文提出了一種新型的BOOST-BUCK電路拓?fù)?，其電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。該變換器具有BOOST型變換器的大多數(shù)的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)還具有輸出電壓可調(diào)范圍大，輸出電流連續(xù)等優(yōu)點(diǎn)。比較圖1和圖2，我們可以看出BOOST-BUCK變換器是由BOOST變換器加BUCK變換器集成而成的，通過(guò)共用功率MOS管Ms來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和輸出電壓的調(diào)節(jié)的。

文獻(xiàn)「2」指出，當(dāng)利用BOOST變換器做功率因數(shù)校正時(shí)存在兩種主要方法，利用乘法器方法和電壓跟隨方法。相對(duì)于前一種方法，后一種方法僅需要一個(gè)開(kāi)環(huán)控制來(lái)保持恒定的占空比。當(dāng)BOOST電路工作在恒占空比的DCM狀態(tài)就可以實(shí)現(xiàn)很高的功率因數(shù)。輸入電流連續(xù)并且近似為正弦波，而且輸入電流連續(xù)可以進(jìn)一步減小輸入的EMI濾波器。本文采用恒占空比方法來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

在穩(wěn)定狀態(tài)，功率MOS管工作在固定的頻率和固定的脈寬。相對(duì)于BOOST變換器，其工作于DCM狀態(tài)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入的高功率因數(shù)；而B(niǎo)UCK變換器則隨著負(fù)載的變化或工作在CCM或DCM狀態(tài)。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，輸入電源相當(dāng)于一個(gè)直流電源，為了分析的方便，我們把圖2簡(jiǎn)化一下，如圖3所示。

假設(shè)該變換器已工作在穩(wěn)定狀態(tài)。對(duì)應(yīng)與圖4，該變換器的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的各個(gè)工作模式分析如下：

模式（a）t0-t1：在t0時(shí)刻，功率MOS管導(dǎo)通。相對(duì)于BOOST變換器而言，二極管D1反向截止；電感電流iL1 流經(jīng)Vs， L1， D3， Ms返回Vs.而對(duì)于BUCK變換器，二極管D1反向截止；電感電流iL2 流經(jīng)C1， L2， C2&R2， D2， Ms返回C1.兩電感均存儲(chǔ)能量。模式（b）t1-t2；在t1時(shí)刻，功率MOS管關(guān)斷。相對(duì)于BOOST變換器而言，電感電流iL1通過(guò)二極管D1續(xù)流；電感電流iL1 流經(jīng)Vs， L1， D3， D1，C1返回Vs.而對(duì)于BUCK變換器，電感電流iL2 也通過(guò)二極管D1續(xù)流，電感電流iL2 流經(jīng)L2， C2&R2， D2， D1返回L2.兩電感均釋放能量。模式（c）t2-t3；在t2時(shí)刻，功率MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)。電感電流iL1降為零，BOOST變換器暫停工作。BUCK變換器仍然工作在續(xù)流狀態(tài)。模式（d）t3-t4；在t3時(shí)刻，功率MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)。電感電流iL2 也降為零。電容C2提供能量給負(fù)載。

圖5（a）顯示該變換器工作時(shí)的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的關(guān)鍵波形。在設(shè)計(jì)過(guò)程中，BOOST變換器的電感L1必須被設(shè)計(jì)工作在斷續(xù)狀態(tài)。如圖5（b）所示，輸入電流的峰值會(huì)自動(dòng)跟隨輸入電壓，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

當(dāng)要實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正時(shí)，本變換器采用恒頻率恒占空比的控制方法來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

假設(shè)輸入的交流電Vin=Vmsinwt，則輸入電流的峰值：

(1)
（1）式中T為開(kāi)關(guān)周期，D為占空比，Ton為開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間。從圖5（b）可以看出，峰值電流跟隨著kVin的包絡(luò)線(xiàn)。

當(dāng)功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，電感向BOOST的輸出電容充電，電流下降。電流下降間
（2）

（2）式中Vc1為BOOST的輸出電容上的電壓。

所以變換器的輸入電流

由（6）式可以確定輸入電感L1.

Ⅲ 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

仿真所采用的主電路如圖2所示，參數(shù)設(shè)計(jì)如下：交流輸入為正弦波，幅值Vin=310V，頻率f=50hz；BOOST電感L1＝2mH，BUCK電感L2＝2mH；BOOST電容C1=470u，BUCK電容C2＝100u；功率開(kāi)關(guān)管用IRF840；二極管采用MUR840.輸入濾波器電感為2mH，電容為50nf.

當(dāng)輸出Vout=86V時(shí)，負(fù)載R=200 歐姆。輸入電壓、輸入電流、輸出電壓的波形如圖6所示。

一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路被用于驗(yàn)證所用電路的實(shí)用性。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：開(kāi)關(guān)周期為33Khz；輸入交流120V；輸入濾波器參數(shù)為電感2mH，電容0.33uf；BOOST電感L1=1.3Mh，電容C1=470uf；BUCK電感L2=2.1mH，電容C2=1uf；功率開(kāi)關(guān)管為IRF840；二極管為HER107.驅(qū)動(dòng)采用UC3844進(jìn)行控制。

當(dāng)輸出電壓Vout=85V時(shí)，測(cè)得輸入電壓電流波形如圖8所示。

圖8 輸入電壓、輸入電流的波形

當(dāng)輸出電壓Vout=225V時(shí)，測(cè)得輸入電壓電流波形如圖9所示

圖9 輸入電壓、輸入電流的波形

從圖8、圖9中可以看出該變換器的輸出電壓可以高于或低于輸入電壓，且具有較高的功率因數(shù)。

Ⅳ 結(jié)論

本文提出并分析了一種新型的BOOST-BUCK變換器。該變換器具有連續(xù)的輸入電流和輸出電流，且其輸出電壓可調(diào)節(jié)范圍大。該變換器可用于做直流變換器，也可以用于做功率因數(shù)校正。

理論分析和實(shí)驗(yàn)均驗(yàn)證了該變換器的實(shí)用性。

參考文獻(xiàn)：

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