摘要

在系統(tǒng)級電路解決方案中，為了實現(xiàn)或平衡“簡潔與高效”這兩大目標(biāo)，往往需要統(tǒng)籌考量硬件架構(gòu)與軟件算法。主動均衡正是這種系統(tǒng)級解決方案的典型體現(xiàn)。在硬件層面，設(shè)計人員需審慎選擇合適的IC和元器件以實現(xiàn)能量轉(zhuǎn)移；與此同時，主動均衡策略的設(shè)計，即主導(dǎo)均衡過程的關(guān)鍵算法，也應(yīng)給予同等重視。本文深入探討了電池管理系統(tǒng)(BMS)高效主動均衡設(shè)計背后的架構(gòu)和算法。

引言

承續(xù)本系列已闡述的主動均衡概念，接下來將從兩個維度繼續(xù)討論該主題：均衡架構(gòu)和均衡算法。我們將從硬件和軟件兩個層面，探討如何設(shè)計一個高效、精簡、易于部署與評估的系統(tǒng)級主動均衡解決方案。

本文（本系列的第三部分）重點介紹均衡架構(gòu)。設(shè)計方案中包括一個開關(guān)矩陣主板、兩個反激電源板、一個電池管理系統(tǒng)(BMS)控制板、一個微控制器單元(MCU)評估板和一個isoSPI隔離通信評估板。以下章節(jié)將簡要介紹每個硬件板的功能。

開關(guān)矩陣電路板

在主動均衡設(shè)計中，電荷需要在電芯之間以及電池包之間傳輸。正如本系列第二部分所述，更高效、更精簡的均衡解決方案采用多電芯電池包，并使用兩個獨立的反激電路和兩個變壓器：一個專用于電芯之間的均衡，另一個專用于電池包之間的均衡。開關(guān)矩陣以時分復(fù)用的方式，選擇性地將不同電芯連接到主動均衡電路。

該主動均衡架構(gòu)中的開關(guān)矩陣是基于先前討論的概念構(gòu)建而成。它包含一個16通道電芯選擇矩陣，能夠精確接入目標(biāo)電芯進行均衡。此外還有四個極性選擇開關(guān)，用于在選定電芯連接到反激電路時調(diào)整電壓極性。整體均衡架構(gòu)如圖1所示。

圖1.主動均衡電路架構(gòu)示意圖

該架構(gòu)使用單個反激電源級，通過在電池包內(nèi)的多個電芯之間分時共享一個反激轉(zhuǎn)換器來實現(xiàn)電芯間均衡。可選擇被均衡電池包中16個電芯中的任何一個進行均衡。

反激電源級由LT8306驅(qū)動，后者是一款高集成度且高效的控制器，只需極少的外部元件，非常適合主動均衡系統(tǒng)中的隔離式能量轉(zhuǎn)移應(yīng)用。模組電壓直接來源于已均衡的電池包，因此在運行期間，即使單個電芯電壓出現(xiàn)波動，占空比變化仍能保持最小。這使得充電和放電能夠接近恒流，從而帶來更穩(wěn)定的硬件性能，并大大簡化主動均衡算法的開發(fā)和調(diào)試，如表1所示。

理論上，源自電池包中N個電芯的模組電壓Vmodule可能并不完全等于N × Vcell（任何單個電芯的電壓），但實際上，配置良好且運行正常的主動均衡系統(tǒng)能以非常高的一致性維持Vmodule ≈ N × Vcell。

圖2.基于本文所提出架構(gòu)的單電芯放電的LTspice仿真

表1.電芯均衡期間的占空比變化（假設(shè)模組電壓為N個電芯的電壓之和，其中N = 8）

占空比（電芯放電）= (Vcell × N + VF) × NPS/(Vcell + (Vcell × N + VF) × NPS)

占空比（電芯充電）= (Vcell + VF) × NSP/(Vcell × N + (Vcell + VF) × NSP)

NPS = 1:N；NSP = N:1；VF = 0.3 V

反激電路設(shè)計和仿真

LT8306與Würth變壓器（產(chǎn)品型號749119533）和必要的無源元件結(jié)合使用，可實現(xiàn)隔離式反激電源級，作為主動均衡架構(gòu)的一部分，用于電芯之間的能量轉(zhuǎn)移。

圖2和圖3展示了該架構(gòu)中使用的反激電路的LTspice®原理圖和相應(yīng)的仿真結(jié)果。仿真清楚地表明，該電路實現(xiàn)了預(yù)期的電芯充放電雙向均衡。

升壓轉(zhuǎn)換器和同步整流

在該架構(gòu)中：

在電芯側(cè)，LT8306由7 V穩(wěn)壓電源供電。假設(shè)單個鋰離子電芯的最大電壓為4.2 V，該架構(gòu)的推薦工作范圍為3.0 V至4.2 V，則7 V電源軌由ADP1612升壓轉(zhuǎn)換器對電芯電壓進行升壓來產(chǎn)生。該器件是一款高性價比、高效率轉(zhuǎn)換器，非常適合將均衡電路中的低電芯電壓升高至適當(dāng)?shù)碾娖剑源_保LT8306在最佳范圍內(nèi)工作。

在電芯均衡充電期間，反激輸出與單個電芯的電壓一致。在如此低的電壓和相對較高的充電電流下，使用二極管進行續(xù)流會造成顯著的損耗和過熱問題，而且這些問題會隨著電芯電壓下降而變得更加嚴(yán)重。但是，若將LT8306與LT8309等同步整流控制器配合使用，則可實現(xiàn)高效率轉(zhuǎn)換路徑，同時最大限度地減輕熱應(yīng)力，尤其是在低電壓、高電流情況下。

圖3.基于本文所提出架構(gòu)的單電芯充電的LTspice仿真

圖4顯示了采用ADP1612升壓轉(zhuǎn)換器和LT8309同步整流以實現(xiàn)主動均衡的反激電源級的完整LTspice仿真。

反饋設(shè)計考量因素

利用LT8306進行主動均衡的一個關(guān)鍵因素是其反饋網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。從電芯到反激電路輸入端的路徑的總電阻（稱為RROUTE）通常不容忽略。該電阻由以下幾部分構(gòu)成：電芯內(nèi)阻、母線電阻、線束電阻、連接器電阻、保險絲電阻、PCB走線電阻以及六個串聯(lián)MOSFET的總導(dǎo)通電阻RDS(ON)。

根據(jù)元件選擇、線束質(zhì)量和實際裝配條件，RROUTE可能會有很大差異，從幾十毫歐到幾百毫歐不等。其精確值通常需要現(xiàn)場測量才能確定。當(dāng)乘以平均充電電流（ICHARGE，可達數(shù)安培）時，RROUTE兩端的電壓降可能在幾十到幾百毫伏之間。對電芯充電時，次級側(cè)LT8306以相對較高的開關(guān)頻率(Fsw)工作。在這種情況下，由電芯輸入端反激級的大布線電阻(RROUTE)和大輸入電容器(CINPUT)形成的時間常數(shù)τ = RROUTE × CINPUT變得非常重要。如果該τ超過反激開關(guān)周期(Tsw = 1/Fsw)，特別是如果它超過次級LT8306關(guān)斷時間(Toff)，那么當(dāng)LT8306采樣保持誤差放大器對次級電壓進行采樣時，RROUTE兩端的電壓降尚未衰減到0 V。

因此，當(dāng)τ較大時，必須將此電壓降的影響納入LT8306反饋電阻網(wǎng)絡(luò)的計算中。雖然與總模組電壓相比，此電壓降相對較小，但相較于單個電芯的電壓，此電壓降卻很大。

因此，使用LT8306設(shè)計電池充電電路時，必須將此電壓降納入反饋電阻的計算中。與數(shù)據(jù)手冊中給出的公式相比，改進后的反饋電阻計算公式為：

而原式為：

RFB = 反饋電阻

VOUT = 輸出電壓

VF = 輸出二極管正向電壓

NPS = 變壓器有效初級/次級匝數(shù)比

VROUTE = RROUTE兩端的電壓降

這種調(diào)整可確保電壓調(diào)節(jié)精準(zhǔn)且運行穩(wěn)定，尤其是在電芯充電電流較高的情況下。

圖4.基于本文所提出架構(gòu)（同步整流）的單電芯充電的LTspice仿真

電池包間的主動均衡設(shè)計

我們還針對電池包間均衡場景進行了LTspice仿真和實驗驗證。由于核心操作與電芯間均衡非常相似，因此圖5中僅展示了仿真原理圖和關(guān)鍵結(jié)果。

實施基于電壓的電池包間均衡策略時，務(wù)必確保電池模組之間的均衡電流路徑不經(jīng)過電池包的主端子（V+和V-）。這種預(yù)防措施可防止干擾電池包總電壓的測量，無論是直接在V+和V-之間測量，還是通過對電芯1至電芯16的各個電芯電壓求和來計算。

圖5.基于本文所提出架構(gòu)的電池包間均衡的LTspice仿真

圖6.不同電池包間均衡連接方法對電池包電壓測量的影響

圖6展示了不同接線方法對電池包電壓測量精度的影響，而圖7顯示了針對電池包間均衡的建議連接方案。

圖7.電池包間均衡的建議連接方法

BMS控制板

主動電芯均衡的實現(xiàn)根本上依賴于BMS，更具體地說，依賴于BMS電芯監(jiān)控單元提供的功能。在主動均衡架構(gòu)中，電芯監(jiān)控器發(fā)揮著幾個重要作用，包括：

實時監(jiān)控每個電芯的狀態(tài)——跟蹤電壓、溫度和保護限值（如過壓和欠壓狀況）。

開路故障檢測和診斷——確保整個系統(tǒng)的安全性和可靠性。

均衡開關(guān)控制——充當(dāng)I2C主機，解譯從MCU通過isoSPI接收到的均衡指令，并將其轉(zhuǎn)發(fā)到I/O擴展器芯片，根據(jù)需要管理讀/寫操作。

均衡狀態(tài)管理——通過I2C來處理板載EEPROM運行數(shù)據(jù)的讀寫操作。

菊花鏈通信——以菊花鏈配置高效傳輸數(shù)據(jù)，盡量減少MCU的需求量。

以上只是主動均衡電路中電芯監(jiān)控器眾多功能的一部分，但已然清楚地說明了其所發(fā)揮的關(guān)鍵作用。

在該架構(gòu)中，ADBMS6830B用作BMS控制單元。這款高性能多電芯電池組監(jiān)控器支持測量多達16個串聯(lián)電芯；在全溫度范圍內(nèi)，整個使用壽命期內(nèi)的總測量誤差(TME)小于2 mV。因此，它能夠?qū)σ丫怆姵匕械乃?6個電芯進行精確、實時的電壓監(jiān)控。

ADBMS6830B的輸入測量范圍為-2 V至+5.5 V，兼容多種電池化學(xué)體系，從高電壓的鋰鎳錳鈷氧化物(NMC)電芯到低電壓的LiFePO4電芯，可靈活適配不同類型的電池。此外，所有電芯均可通過兩個獨立的ADC進行同步和冗余采樣，從而確保電壓數(shù)據(jù)高度準(zhǔn)確可靠，使均衡算法有效運行。

MCU評估板

在此架構(gòu)中，MAX32670用作主要控制單元。除非另有說明，后續(xù)提及的所有MCU均指MAX32670。它是一款超低功耗、高性價比且高度可靠的32位微控制器，能夠提供復(fù)雜傳感器和控制任務(wù)所需的處理裕量，非常適合工業(yè)和物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用。

在該主動均衡架構(gòu)中，控制邏輯分布在兩個主要位置：

主機端控制——PC上運行的主動均衡GUI。

嵌入式控制——MCU上執(zhí)行的固件。

MCU通過UART與主機GUI通信，并通過SPI與BMS對接；通常采用isoSPI模塊來實現(xiàn)電氣隔離并提升通信穩(wěn)健性。MCU還利用定時器和GPIO等內(nèi)部外設(shè)來管理均衡過程中的時序、狀態(tài)控制和I/O功能。

目前，該架構(gòu)未設(shè)計定制MCU板，而是采用MAX32670EVKIT評估板。這種方式可加快開發(fā)速度，固件和驅(qū)動程序代碼可利用SDK編寫和調(diào)試，然后寫入到MCU的閃存中，并與主動均衡GUI一起進行驗證，從而實現(xiàn)全功能系統(tǒng)驗證，而無需在早期階段使用定制MCU PCB。

isoSPI隔離通信評估板

在該架構(gòu)中，DC2792B隔離通信評估板（基于LTC6820）用于實現(xiàn)MCU與電芯監(jiān)控器之間的通信。LTC6820支持兩個電氣隔離器件之間通過單條雙絞線纜進行雙向SPI通信。

在運行過程中，它將MCU的4線SPI信號轉(zhuǎn)換為2線isoSPI脈沖信號，以傳輸?shù)诫娦颈O(jiān)控器，同時能夠反其道而行，將從電芯監(jiān)控器接收到的isoSPI信號解碼回MCU使用的標(biāo)準(zhǔn)4線SPI信號。

LTC6820的隔離功能并非強制要求，但它通過在電氣上隔離高壓域和低壓域，顯著提升了系統(tǒng)的可靠性和安全性。這可以保護電池包、BMS控制電路和MCU硬件，同時將高壓風(fēng)險降至最低，從而增強系統(tǒng)開發(fā)人員和最終用戶的安全保障。出于這些原因，強烈建議在該架構(gòu)中使用LTC6820。

均衡過程中的SOC計算

該架構(gòu)實現(xiàn)了接近恒流的充電和放電過程，有利于電芯均衡，大大簡化了均衡過程中對荷電狀態(tài)(SOC)的估算和監(jiān)控。由于該架構(gòu)在整個均衡過程中維持接近恒定的電流，因此用戶通常只需要跟蹤三個關(guān)鍵參數(shù)：均衡持續(xù)時間、均衡狀態(tài)（充電或放電）和預(yù)測量的均衡電流。利用這些參數(shù)可以獲得近似的SOC估計值，而無需專用庫侖計數(shù)器IC。

當(dāng)然，對于均衡過程中需要更高精度SOC計算的應(yīng)用，使用庫侖計仍然是最準(zhǔn)確的方法。

主動均衡架構(gòu)的物理演示

該架構(gòu)的物理實現(xiàn)如圖8至圖11所示。這些圖片展示了用于在由16電芯組成的電池包中實現(xiàn)主動均衡的硬件設(shè)置。

圖8.主動均衡架構(gòu)內(nèi)的主板

圖9.架構(gòu)中有兩個反激電路：一個專用于電芯間均衡，另一個專用于電池包間均衡

圖10. 架構(gòu)中的isoSPI通信板和MCU控制板

圖11.在使用真實16電芯電池包（每個電芯的額定容量為40 Ah）的主動均衡實驗中，該架構(gòu)的物理接線和連接圖

結(jié)語

本文重點介紹了一種高效、精簡的主動均衡硬件架構(gòu)的設(shè)計，著重闡述了如何審慎選擇和整合關(guān)鍵IC與硬件板以開發(fā)出合適的解決方案。其中的元器件經(jīng)過精心挑選，旨在創(chuàng)建一個簡潔而有效的主動均衡系統(tǒng)。

在下一篇文章中，我們將深入探討B(tài)MS高效主動均衡解決方案背后的算法設(shè)計。