1、引言

        近年來(lái)，隨著微波毫米波技術(shù)的飛速發(fā)展，對(duì)寬帶微波毫米波測(cè)試儀器的提出了更高的要求，頻譜分析儀、噪聲系數(shù)分析儀等接收機(jī)類儀器的工作頻率已經(jīng)拓展到40GHz，本文介紹了一種可以作為前端預(yù)選器用于寬帶接收機(jī)的非YIG（Yttrium-Iron-Garnet）鐵氧體磁調(diào)帶通濾波混頻組件。

        傳統(tǒng)測(cè)量接收機(jī)中，將磁調(diào)濾波器、混頻器分開單獨(dú)設(shè)計(jì)，成為兩個(gè)獨(dú)立的微波部件。磁調(diào)濾波器與混頻器之間通過(guò)電纜或適配器連接，濾波器的失配（典型情況下電壓駐波比為2.5）同混頻器的失配（典型情況下電壓駐波比為3）的相互作用，能引起頻率響應(yīng)變壞約2.5dB，甚至更差。為了將這種相互作用減至最小，傳統(tǒng)的做法是將一個(gè)6dB匹配衰減器接在濾波器與混頻器之間，顯然這是以犧牲整機(jī)靈敏度為代價(jià)的。利用微波混合集成技術(shù)將磁調(diào)濾波器和諧波混頻器集成為一個(gè)組件，使得濾波器與混頻器之間的電長(zhǎng)度遠(yuǎn)小于波長(zhǎng)，在不犧牲整機(jī)靈敏度的基礎(chǔ)上減小失配造成的頻響惡化；同時(shí)巧妙地利用鐵氧體磁調(diào)濾波器的雙耦合環(huán)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)射頻巴倫，采用雙平衡諧波混頻可以有效地抑制不需要的混頻產(chǎn)物，并拓展工作帶寬，提高動(dòng)態(tài)范圍。

2、濾波器耦合諧振腔的仿真設(shè)計(jì)

        為了設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)工作頻率為26～40GHz的濾波混頻組件，首先必須保證磁調(diào)濾波器耦合諧振腔的自諧振頻率遠(yuǎn)高于工作頻率的上限。在設(shè)計(jì)允許的條件下，盡量減小耦合諧振腔和鐵氧體諧振子的物理尺寸是提高耦合諧振腔自諧振頻率的最直接的方法[1，2]。但是，如果過(guò)分地減小耦合諧振腔的尺寸，不僅給設(shè)計(jì)和加工帶來(lái)非常大的難度，而且會(huì)因?yàn)轳詈檄h(huán)距離腔體壁過(guò)近，激發(fā)高次模，帶來(lái)寄生響應(yīng)。

　　下面將介紹一種利用Ansoft公司HFSS（High Frequency Structure Simulator）高頻仿真軟件對(duì)耦合諧振腔進(jìn)行仿真計(jì)算，確定其自諧振頻率的方法。

　　首先根據(jù)設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，在HFSS軟件中繪制濾波器耦合諧振腔的模型，如圖1所示。仿真模型中并沒有放入鐵氧體諧振子的模型，這是因?yàn)榧尤朐撃Ｐ秃蠓抡嬗?jì)算量會(huì)非常大，一般的計(jì)算機(jī)根本無(wú)法進(jìn)行下去。因此仿真結(jié)果與實(shí)際的測(cè)試會(huì)存在一定的偏差，如何修正這個(gè)偏差是設(shè)計(jì)時(shí)需要著重考慮的問題。經(jīng)過(guò)多次仿真計(jì)算和加工試驗(yàn)測(cè)試，對(duì)比仿真結(jié)果和實(shí)測(cè)曲線，總結(jié)了這樣一個(gè)經(jīng)驗(yàn)：軟件仿真耦合諧振腔的物理尺寸乘以一個(gè)0.8～0.9左右的系數(shù)后，再進(jìn)行加工裝配測(cè)試，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致。

圖1 耦合諧振腔的模型

圖2 耦合諧振腔仿真曲線

圖3 濾波混頻組件失諧隔離測(cè)試曲線
 
　　圖2是耦合諧振腔的仿真曲線，圖3是仿真尺寸乘以0.88的系數(shù)后設(shè)計(jì)加工的濾波混頻組件失諧隔離的實(shí)測(cè)曲線，兩個(gè)曲線基本一致；實(shí)測(cè)曲線因?yàn)榧闪嘶祛l器，其幅度偏低20dB左右。

3、磁調(diào)帶通濾波混頻組件的設(shè)計(jì)

　　圖4是雙平衡混頻器的電路原理圖，其中本振信號(hào)的作用相當(dāng)于開關(guān)，它交替地在正、負(fù)半周內(nèi)使信號(hào)經(jīng)過(guò)不同的兩個(gè)二極管與輸出電路連通，相當(dāng)于兩個(gè)單平衡混頻器交替工作。
 

圖4 雙平衡混頻器原理圖
 
　　雙平衡混頻器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵在于4只混頻二極管的特性一致，而且兩邊的不平衡—平衡變換器也相當(dāng)平衡，這樣就可以使二極管電橋的輸入輸出端完全隔離，射頻端口和本振端口就完全隔離了。實(shí)際上由于二極管的寄生參量及不平衡—平衡變換器不可能作到理想的平衡、對(duì)稱，所以混頻器各個(gè)端口之間的隔離度必為有限值。

　　本文磁調(diào)帶通濾波混頻組件的設(shè)計(jì)中采用集成的二極管管堆來(lái)保證二極管電橋的平衡性，因此設(shè)計(jì)的重點(diǎn)和難點(diǎn)是寬帶射頻不平衡—平衡變換器的設(shè)計(jì)。一個(gè)有趣的現(xiàn)象是，從鐵氧體諧振子兩邊分別耦合出來(lái)的信號(hào)相位相差180度，這樣就可以利用鐵氧體諧振子來(lái)構(gòu)成寬帶射頻不平衡—平衡變換器[3]，具體設(shè)計(jì)電路如圖5所示。因?yàn)榧闪舜耪{(diào)帶通濾波器，本振到射頻的端口隔離可以增加70dB以上。
 

圖5 磁調(diào)帶通濾波混頻組件電路圖

圖6 磁調(diào)帶通濾波混頻組件剖面圖
 
　　磁調(diào)帶通濾波混頻組件整體示意圖如圖6所示，磁路設(shè)計(jì)上盡量減小磁極間隙，并采用高飽和磁化強(qiáng)度的鐵磁合金，實(shí)現(xiàn)了線性調(diào)諧至40GHz[4]。諧振子的選擇上采用LAF（Lithium-Aluminum-Ferrite）小球替代傳統(tǒng)的YIG小球，將濾波器通帶帶寬由幾十兆赫茲提高到150兆赫茲以上。

4、測(cè)試結(jié)果

　　磁調(diào)帶通濾波混頻組件不同頻率點(diǎn)的通帶響應(yīng)曲線如圖7所示，26GHz處通帶帶寬約為160MHz，40GHz處通帶帶寬達(dá)到了300MHz以上。
 

圖7 不同頻率點(diǎn)的通帶曲線

圖8 變頻損耗測(cè)試曲線
 
　　圖8是濾波混頻組件的變頻損耗響應(yīng)曲線，整個(gè)工作頻帶內(nèi)沒有過(guò)大的起伏，頻率高端變頻損耗變大是由于本振巴倫高端性能惡化引起的。濾波混頻組件的失諧隔離測(cè)試曲線參見圖3，達(dá)到60dB以上。

5、結(jié)論

　　本文介紹了一種利用HFSS仿真軟件對(duì)磁調(diào)帶通濾波器耦合諧振腔進(jìn)行仿真計(jì)算的方法，采用此方法可以減少反復(fù)設(shè)計(jì)加工驗(yàn)證的次數(shù)，縮短設(shè)計(jì)周期，節(jié)約成本。描述了一種新穎的非YIG磁調(diào)帶通濾波混頻組件的設(shè)計(jì)過(guò)程，給出了測(cè)試結(jié)果，該組件及其延伸產(chǎn)品已經(jīng)成功地應(yīng)用在寬帶微波毫米波測(cè)試儀器中。