引言
    控制調(diào)速系統(tǒng)是中壓變頻器裝置的核心。轉速開環(huán)的恒壓頻比(V/f控制是最簡單的控制方式，適用于無高動態(tài)性能要求的一般交流調(diào)速場合，例如風機、水泵等。
    目前已成熟應用的通用變頻器有矢量控制和直接轉矩控制，但仍還保留V/f控制。在V/f控制下，變頻器具有轉矩控制，無“跳閘”，機械特性硬度提高，挖土機特性等。將V/f控制思想引入單位串聯(lián)中壓變頻器，可使中壓變頻器性能較高。

2 控制原理
    基于轉子磁鏈恒定的控制方式(即恒E/f1控制)采用磁通補償器、轉差補償器和電流限制控制器，實現(xiàn)轉矩控制功能。這充分體現(xiàn)出高性能V/f控制的基本思想。但要實現(xiàn)轉子磁鏈恒定控制比較困難，因此實現(xiàn)恒Eg/f1控制，同時輔以電流限制控制，實現(xiàn)挖土機特性，防止出現(xiàn)“跳閘”；轉差補償控制提高機械特性的硬度，實現(xiàn)在速度開環(huán)控制下轉速誤差最?。篒R降補償保持氣隙磁通始終恒定，從而實現(xiàn)無“跳閘”的高性能V/f控制，其原理框圖如圖1所示。

3 定子電阻(IR降)補償
    恒壓頻比控制的出發(fā)點是保持氣隙磁通φm不變，充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉矩的能力。根據(jù)電機學原理，在基頻以下調(diào)速時，為保持氣隙磁通φm不變，只要控制Eg/f1為恒值即可，但Eg不能直接控制，一般用定子電壓U1替代Eg形成V/f控制。頻率高時，由于定子上所施電壓高，可忽略定子電阻壓降；但在低頻時，由于定子電阻的影響不可忽略，恒壓頻比控制不能有效保持磁通不變，調(diào)速系統(tǒng)的輸出最大轉矩將降至很小，限制了系統(tǒng)帶載能力，甚至不能帶載。這時可采用定子壓降補償(IR補償)，適當提高定子電壓，增強帶載能力。
    定子電阻補償基于保持定子磁通幅度不變，由于定子漏電感L只占定子全電感的2％～5％，所以工程應用中可忽略定子漏電感，即L=0，這樣近似認為定子磁通等于氣隙磁通。在此基礎上，采用矢量補償IR降方法。圖2為異步電機穩(wěn)態(tài)等效電路。

    根據(jù)圖2異步電機穩(wěn)態(tài)等效電路的相量圖可得：

   
    定義額定頻率frated下Eg的幅值是Urated，這樣當輸出頻率為f時要求Eg的幅值為Urated(f/frated)，將該值代入式(1)，得：

   
式中，定子電阻R1，I，cosφ和I1,sinφ是未知量，只要計算出這些量，就可按矢量方式計算U1。
    從圖2看出，由于補償定子電阻壓降需要提高電壓，而提高電壓將進一步增大定子電阻壓降，這就形成一個正反饋，為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，可將式(2)所計算的U1分為兩部分，一部分為基本的V/f分量，另一部分為補償定子電阻壓降分量。后者經(jīng)一階慣性環(huán)節(jié)(抑制這部分的變化速度)后再與基本的V/f分量相加，從而得到電壓輸出U1。所有計算均采用按額定值標么化后的標么值計算，這樣大大減少計算量。

4 轉差補償
    異步電機產(chǎn)生電磁轉矩，必需一定的轉差s，在電機轉速較高的情況下，比如額定轉速，s約3％，其影響可忽略。在變頻器變頻運行時，為產(chǎn)生同樣的電磁轉矩，s反比于同步頻率，隨著同步頻率的下降，s越來越大；當同步頻率低到一定程度時電機可能會停止轉動，也就是轉差s在低速時嚴重影響電機調(diào)速的精度。
    由電機學原理可知，異步電機的機械特性在電磁轉矩(TL)小于最大轉矩(Tm)時，不同同步轉速下的機械特性近似為一組平行線，也就是說為產(chǎn)生同樣的電磁轉矩，在不同同步頻率下其速度降落基本相同，這就是轉差補償?shù)某霭l(fā)點。當同步頻率為f0時，為輸出T0的轉矩，速度降落為△f，為了保證電機轉速f0,就要將同步頻率提高到f0+△f。
    轉差補償目的是要提高電機機械特性的硬度，準確進行轉差補償，這需要知道轉差和電磁轉矩之間的函數(shù)關系。在恒Er/f1控制方式下，電機機械特性是直線，因此轉差與電磁轉矩成線性關系，即在保持轉子磁通幅值不變的條件下，電磁轉矩與轉差頻率成正比。在恒U1/f1控制和恒Eg/f1控制下，電磁轉矩與轉差頻率成非線性關系，但是在電磁轉矩(TL)比最大轉矩(Tm)小得多時，電磁轉矩與轉差頻率成近似線性關系，只是恒Eg/f1控制的近似線性段更長，而且由于恒Eg/f1控制在各同步頻率下的最大轉矩(Tm)不變，因此，這種近似關系也不會隨同步頻率變化而變化。因此，在補償定子電阻降落(IR降)，保持Eg/f1恒定的情況下，通常采用與恒Er/f1控制方式下相同的線性補償方法。

5 電流限制控制
    電流限制控制目的是使電機能發(fā)出某一最大轉矩，并且不論負載有多重(甚至發(fā)生堵轉)，變頻器也不會跳閘，即實現(xiàn)挖土機特性。由于這里所指的中壓變頻器是串聯(lián)的18個單元，采用載波水平移相PWM調(diào)制，該18個單元的中壓變頻器每個單元輸出功率平均分配，設每個單元的輸入功率為Pm，則總功率為：

   
式中，Ed為功率單元逆變器輸入電壓；Id為功率單元逆變器輸入電流；ωr為電動機轉子旋轉角頻率。
    如果在直流側大電容的作用下Ed恒定，那么電流Id將與Tf1成正比。隨著負載的加重，轉矩增加，總可以通過適當降低f1使Id限制在特定水平以下。為保證實現(xiàn)電流限制功能，還要適當調(diào)節(jié)輸出電壓，為此設計了一種特殊的PI調(diào)節(jié)器，用于控制限制最大電流，實現(xiàn)挖土機特性。
    圖3為最大電流限制調(diào)節(jié)的部分結構框圖，最大電流限制PI調(diào)節(jié)器。以允許最大的電流(由參數(shù)P106設置)為給定值，以“定子電流3／2變換及分解”模塊輸出的電流有效值(標么值)為反饋，輸出2個相同的調(diào)節(jié)量△f(由變量KK0118給出，頻率調(diào)節(jié)量)和△u(由變量KK0119給出，電壓調(diào)節(jié)量)，△u起輔助作用，用比例系數(shù)P121來調(diào)節(jié)。需說明：這里雖然電流反饋值是有效值(標么值)，但它是通過A、C兩相電流瞬時值實時計算的(電流矢量幅值)，因此，可以滿足電流調(diào)節(jié)的動態(tài)需求；PI調(diào)節(jié)器針對限制最大電流，電流只能從大(超過最大允許值)向小調(diào)，而不能從小向大調(diào)，因此，調(diào)節(jié)器輸出必須限幅(小于零)。根據(jù)變頻器電流限制的需要，設計的PI調(diào)節(jié)器與普通PI調(diào)節(jié)器有兩點不同：輸出調(diào)節(jié)量和輸出限幅。

    為了方便，設計的數(shù)字PI調(diào)節(jié)器采用增量式算法。為驗證最大電流限制調(diào)節(jié)器的效果，進行限制起動電流實驗。該實驗中電壓調(diào)節(jié)量的輸出KK0119的比例系數(shù)P121=1.0。P100為PI調(diào)節(jié)器的積分增益；P113為PI調(diào)節(jié)器的比例增益；P106為允許的最大電流有效值(標么值)；P107為選擇最大電流模擬量連接子；KK0102為反饋的實際電流有效值(標么值，數(shù)字濾波之前)；KK0103為反饋的實際電流有效值(標么值，數(shù)字濾波之后)；P101為實際電流有效值濾波時間常數(shù)；KK0118為頻率調(diào)節(jié)輸出量。
    圖4為限制起動電流的實驗波形，其中圖4a、b的實驗參數(shù)為：P100=50 ms，P113=0．05，P106=13％，P101=1 000 ms，控制反饋量KK0103。圖4a為KK0108(1波)和KK0103(2波)的波形，圖4b為KK0118(9波)和KK0102(10波)的波形；圖4c的實驗參數(shù)是：P100=50 ms，P113=0．10，P106=13％。控制反饋量KK0102，圖4c為KK0118(7波)和KK0102(8波)的波形。

    從圖4a、b可看出，以濾波后的電流有效值作為反饋，由于反饋信號的延時，使得控制量輸出滯后，雖然調(diào)節(jié)器較好控制濾波后的電流KK0103(圖4a)，但是此時對實際的電流值KK0102的控制并不好(圖4b)，電流動態(tài)峰值到達7 V，而實際的允許最大電流值為1．3 V，達不到無“跳閘”；為了限制動態(tài)電流，圖4c增大了比例增益，并用無延時的KK0102為反饋，這時動態(tài)電流最大值被限制在2 V左右，較好地實現(xiàn)了限流目的。所以更為恰當?shù)卣{(diào)節(jié)參數(shù)，可以改善調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)效果。

6 結語
    綜上所述。調(diào)節(jié)定子電阻(IR降)補償、轉差補償器和最大電流限制控制器的參數(shù)，使得調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)效果較好；同時由于用于電流限幅的給定值P106，是為了限制過載設置的，它的值要比“跳閘”的過流值小。因此所設計的調(diào)節(jié)器可起到限制最大電流的作用，從而實現(xiàn)挖土機特性。